車(chē)載高頻推挽DC-DC變換器設計方案（二）

3 開(kāi)關(guān)變壓器的設計

　　采用面積乘積（AP）法進(jìn)行設計。對于推挽逆變工作開(kāi)關(guān)電源，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開(kāi)關(guān)頻率fs=25kHz，初定變壓器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

　?。?）計算總視在功率PT.設反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

　　4 推挽逆變的問(wèn)題分析

　　4.1能量回饋

　　主電路導通期間，原邊電流隨時(shí)間而增加，導通時(shí)間由驅動(dòng)電路決定。

　　圖3 S1導通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路

　　圖3（a）為S1導通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過(guò)S1 流入電源UI負極，即地，此時(shí)FWD1不導通；當S1關(guān)斷時(shí)，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過(guò)變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時(shí)與S2并聯(lián)的能量恢復二極管 FWD2還未導通，電路中并沒(méi)有電流流過(guò)，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負的感生電壓。如圖3（b）；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖 3（c），箭頭指向為能量回饋的方向。

4.2 各點(diǎn)波形分析

　　當某一PWN信號的下降沿來(lái)臨時(shí)，其控制的開(kāi)關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI，因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩定在2UI附近。如圖4所示。

　　圖4 RC緩沖電路波形圖

　　當S1的PWN 信號下降沿來(lái)臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此時(shí)S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見(jiàn)圖5.

　　圖5 S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流

　　5 實(shí)驗與分析

　　實(shí)驗結果表面，輸出電壓穩定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W，系統效率基本穩定在80%，達到預期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導致系統效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，系統效率會(huì )至少上升10%~15%.

　　注意事項：

　?。?） 變壓器初級繞組在正、反兩個(gè)方向激勵時(shí)，由于相應的伏秒積不相等，會(huì )使磁芯的工作磁化曲線(xiàn)偏離原點(diǎn)，這一偏磁現象與開(kāi)關(guān)管的選擇有關(guān)，原因是開(kāi)關(guān)管反向恢復時(shí)間的不同》 可導致伏秒積的不同。

　?。?）實(shí)驗中，隨著(zhù)輸入電壓的微幅增高，系統損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產(chǎn)生較大的渦流損耗，系統效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長(cháng)渦流所經(jīng)的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

　　6 結論

　　推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合，并利用AP法設計了一種高頻推挽DC-DC變換器。實(shí)驗結果表明本文的高頻推挽變壓器的設計方案達到了預期的效果，使輸出電壓穩定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達到80%，為現代汽車(chē)電源的發(fā)展提供了一定的發(fā)展空間。