基于穩態(tài)的ABSK信號解調模式（一）

0 引言

　　隨著(zhù)無(wú)線(xiàn)通信業(yè)務(wù)的高速發(fā)展，空中的無(wú)線(xiàn)電頻譜越來(lái)越擁擠，無(wú)線(xiàn)頻譜利用率越來(lái)越受到重視。經(jīng)典的二元偏移鍵控，頻譜利用率很低，其中綜合性能較好的2-PSK（BPSK），頻譜利用率也最多只有1 bps/Hz.雖然通過(guò)增加信號空間的星座點(diǎn)數可以提高頻譜利用率（如多電平的正交幅度相位調制M-QAM和多相移鍵控調制M-PSK），但處理起來(lái)較為復雜，所需的發(fā)射功率也要相應增加。

　　與上述調制方式相比，不對稱(chēng)二元偏移鍵控調制（Asymmetry Binary Shift Keying，ABSK）具有極大優(yōu)勢，其利用微小的波形差異來(lái)分別調制“0”、“1”碼元，使得調制信號能量集中在載頻處，信號帶寬大大縮減，符合工程意義上“超窄帶”的要求 。

　　同時(shí)，也正因為“0”、“1”碼元的波形差異微小，給ABSK信號的解調帶來(lái)不小困難。經(jīng)典的濾波理論和常規的濾波器很難滿(mǎn)足要求，美國的H. R. Walker博士發(fā)明了所謂“零群時(shí)延”晶體帶通濾波器，雖然可實(shí)現ABSK信號的解調，但由于采用石英晶體實(shí)現，不僅可靠性、穩定性、靈活性和一致性都很差，而且難以數字化集成。國內發(fā)明專(zhuān)利“用于增強不對稱(chēng)二元調制信號的沖擊濾波方法”突破零群時(shí)延石英晶體濾波器的技術(shù)本質(zhì)，用無(wú)限沖激響應（IIR）數字濾波器技術(shù)加以實(shí)現，使ABSK高效調制技術(shù)走向實(shí)用。但其濾波輸出響應往往存在較長(cháng)時(shí)段的起始振蕩，這造成傳輸時(shí)間以及發(fā)射能量的浪費，對于電力線(xiàn)載波通信、猝發(fā)通信等要求極高傳輸效率的小數據包通信和對于能耗尤為在乎的無(wú)線(xiàn)傳感器網(wǎng)絡(luò )，不利影響非常突出。本文分析了起始振蕩產(chǎn)生的原因，提出了通過(guò)預先訓練的方法使沖擊濾波器直接進(jìn)入穩定狀態(tài)的改進(jìn)方案，無(wú)需改變?yōu)V波器的設計和結構，消除了初始振蕩，仿真結果驗證了理論分析的正確性。

　　1 不對稱(chēng)的二元相移鍵控（ABSK）傳輸系統

　　ABSK調制定義如下：

　　式中：g0 （t） 和g1（t） 分別表示碼元“0”和“1”的調制波形;碼元周期T = 2π N ωc 持續了N ? 1 個(gè)載波周期，“1”碼元的調制時(shí)間長(cháng)度τ = 2πK ωc 持續了K 《 N 個(gè)載波周期，K 和N 均為整數以保證整周期調制。其中θ 和τ這兩個(gè)參數構成改變信號帶寬、傳輸碼率和解調性能的調制指標。

　　根據文獻對ABSK 調制的研究分析，ABSK 調制具有如下特點(diǎn)：頻帶利用率高，式（1）表明，ABSK 調制信號波形除在數據“1”的起始處有短時(shí)的相位及幅度的變化外，其余都是連續的正弦波，其能量集中在載頻fc處，頻譜利用率高;抗干擾能力強;復雜度低，可數字化實(shí)現，這是該類(lèi)調制能實(shí)現產(chǎn)業(yè)化應用的基礎;適應面廣，調制參數θ 和調制占空比τ T 的改變，均可控制調制信號的帶寬和傳輸碼率，在同樣的發(fā)射功率下得到不同的傳輸性能，以適應不同的信道環(huán)境。

　　基于以上特點(diǎn)，ABSK 信號的應用越來(lái)越受到重視。目前常用于ABSK信號解調的無(wú)限沖激響應（IIR）數字濾波器，由一對共軛零點(diǎn)和至少兩對共軛極點(diǎn)構成，信號載頻高于零點(diǎn)頻率但低于所有極點(diǎn)頻率，而零點(diǎn)頻率與極點(diǎn)頻率的靠近程度，至少要達到信號載頻的10-3量級。由此，該濾波器通過(guò)其通帶中心陡峭的陷波-選頻特性，可將ABSK 調制信號在碼元“1”處的相位變化信息轉換為明顯而強烈的寄生調幅沖擊，輸出信噪比得到顯著(zhù)提升，但在碼元“0”處則無(wú)相應的波形沖擊，如圖1 所示。接下來(lái)，再對濾波器輸出信號進(jìn)行幅度判決、位同步等常規處理，就可以簡(jiǎn)單實(shí)現ABSK 調制信號的解調。

　　2 基于穩態(tài)的沖擊濾波器解調方案

　　2.1 起始振蕩及其產(chǎn)生原因

　　ABSK 調制信號的沖擊濾波響應往往存在較長(cháng)時(shí)段的起始振蕩，式（1）中取fc = 10 MHz，A = B = 1，θ =π，K ∶N = 2∶40，圖2 給出了10 倍采樣頻率下的沖擊濾波器輸出響應的包絡(luò )絕對值，圖中橫坐標為時(shí)間，縱坐標為幅度。圖中AD 段為振蕩期，在這段時(shí)間內，各碼元間的沖擊幅度起伏極大，較難確定一個(gè)合適的門(mén)限以供判決。因此，實(shí)際通信中為確?？煽啃猿Ｒ獊G棄這幾百個(gè)碼元。對于小數據包的猝發(fā)通信系統，這種傳輸時(shí)間和能量的浪費尤其不可忽視。

　　為了消除沖擊濾波器的起始振蕩，先對起始振蕩產(chǎn)生的原因進(jìn)行分析。數字沖擊濾波器的傳遞函數為：

　　由于沖擊濾波器的直接2型結構比直接1型結構更簡(jiǎn)單，這里采用直接2型結構來(lái)分析，如圖3所示。圖中的“ z-1 ”為延時(shí)單元，在硬件中可用寄存器實(shí)現。

　　此時(shí)，沖擊濾波輸出為：

　　而實(shí)際通信系統必然都是因果的，因此w（ - 1），w（ - 2），w（ - 3），-，w（ - 2I） 這些值其實(shí)并不存在，習慣上將它們都取為0.隨著(zhù)通信的開(kāi)始，沖擊濾波器便利用實(shí)際接收到的ABSK信號進(jìn)行“自我調整”，以使其狀態(tài)逐漸“步入正軌”，慢慢接近穩定濾波時(shí)所需的值，此時(shí)沖擊濾波器也逐漸進(jìn)入穩態(tài)。正是這種沖擊濾波響應從無(wú)到有、濾波器狀態(tài)從初始零狀態(tài)調整至穩態(tài)的過(guò)程，形成了濾波響應起始階段的振蕩期。