FPGA與ADC數字數據輸出的接口及LVDS應用訣竅

現場(chǎng)可編程門(mén)陣列(FPGA)與模數轉換器(ADC)輸出的接口是一項常見(jiàn)的工程設計挑戰。本文簡(jiǎn)要介紹各種接口協(xié)議和標準，并提供有關(guān)在高速數據轉換器實(shí)現方案中使用LVDS的應用訣竅和技巧。

接口方式和標準

現場(chǎng)可編程門(mén)陣列(FPGA)與模數轉換器(ADC)數字數據輸出的接口是一項常見(jiàn)的工程設計挑戰。此外，ADC使用多種多樣的數字數據樣式和標準，使這項挑戰更加復雜。對于通常在200 MHz以下的低速數據接口，單倍數據速率(SDR) CMOS非常普遍：發(fā)送器在一個(gè)時(shí)鐘沿傳送數據，接收器在另一個(gè)時(shí)鐘沿接收數據。這種方式可確保數據有充足的時(shí)間完成建立，然后由接收器采樣。在雙倍數據速率(DDR) CMOS中，發(fā)送器在每一個(gè)時(shí)鐘沿都會(huì )傳送數據。因此，在相同的時(shí)間內，它傳輸的數據量是SDR的兩倍。然而，接收器正確采樣的時(shí)序更加復雜。

并行低壓差分信號(LVDS)是高速數據轉換器的常見(jiàn)標準。它采用差分信號，每一位均有P線(xiàn)和N線(xiàn);在最新的FPGA中，其速度可達DDR 1.6 Gbps或800 MHz。并行LVDS的功耗低于CMOS，但所需的線(xiàn)數則是CMOS的兩倍，因而布線(xiàn)可能比較困難。LVDS常常用在具有“源同步”時(shí)鐘系統的數據轉換器中，不過(guò)這并不是LVDS標準的一部分。在這種設置中，時(shí)鐘與數據同相，并且與數據一同發(fā)送。這樣，接收器就能使用該時(shí)鐘更輕松地捕捉數據，因為它現在知道數據傳輸何時(shí)發(fā)生。

FPGA邏輯的速度一般跟不上高速轉換器的總線(xiàn)速度，因此大多數FPGA具有串行器/解串器(SERDES)模塊，用以將轉換器端的快速、窄帶串行接口轉換為FPGA端的慢速、寬帶并行接口。針對總線(xiàn)中的每個(gè)數據位，此模塊輸出2、4或8位，但以1/2、1/4或1/8的時(shí)鐘速率輸出，從而有效地將數據解串。數據由FPGA內部的寬總線(xiàn)處理，其速度遠低于連接到轉換器的窄總線(xiàn)。

LVDS信號標準也用于串行鏈路，大部分是用在高速ADC上。當引腳數量比接口速度更重要時(shí)，通常使用串行LVDS。常常使用兩個(gè)時(shí)鐘：數據速率時(shí)鐘和幀時(shí)鐘。并行LVDS部分提到的所有考慮同樣適用于串行LVDS。并行LVDS不過(guò)是由多條串行LVDS線(xiàn)組成。

I2C使用兩條線(xiàn)：時(shí)鐘和數據。它支持總線(xiàn)上的大量器件，而無(wú)需額外的引腳。I2C相對較慢，考慮協(xié)議開(kāi)銷(xiāo)，速度為400 kHz至1 MHz。它通常用在慢速、小尺寸器件上。I2C也常常用作控制接口或數據接口。

SPI使用3到4條線(xiàn)：

● 時(shí)鐘

● 數據輸入和數據輸出(4線(xiàn))，或者雙向數據輸入/數據輸出(3線(xiàn))

● 片選(每個(gè)非主機器件使用一條線(xiàn))

可用片選線(xiàn)有多少，SPI就能支持多少器件。它的速度可達約100 MHz，通常用作控制接口和數據接口。

串行PORT (SPORT)是一種基于CMOS的雙向接口，每個(gè)方向使用一個(gè)或兩個(gè)數據引腳。對于非%8分辨率，其可調字長(cháng)能夠提高效率。SPORT支持時(shí)域復用(TDM)，通常用在音頻/媒體轉換器和高通道數轉換器上。它提供每引腳約100 MHz的性能。Blackn處理器支持SPORT，FPGA上可直接實(shí)現SPORT。SPORT一般僅用于數據傳輸，但也可以插入控制字符。

JESD204是一種JEDEC標準，用于單一主機(如FPGA或ASIC等)與一個(gè)或多個(gè)數據轉換器之間的高速串行鏈路。最新規格提供每通道或每差分對最高3.125 Gbps的速度。未來(lái)的版本可能提供6.25 Gbps及更高的速度。通道采用8B/10B編碼，因而通道的有效帶寬降為理論值的80%。時(shí)鐘嵌入在數據流中，因此沒(méi)有額外的時(shí)鐘信號。多個(gè)通道可以結合在一起以提高吞吐量，數據鏈路層協(xié)議確保數據完整性。在FPGA/ASIC中，為實(shí)現數據幀傳輸，JESD204需要的資源遠遠多于簡(jiǎn)單的LVDS或CMOS。它顯著(zhù)降低了接線(xiàn)要求，不過(guò)要求使用更昂貴的FPGA，PCB布線(xiàn)也更加復雜。

圖1. FPGA接口中的SERDES模塊和轉換器的高速串行接口

一般建議

進(jìn)行ADC與FPGA的接口設計時(shí)，下列一般建議會(huì )有所幫助。

● 使用接收器、FPGA或ASIC的外部電阻終端，而不要使用FPGA內部終端，以免不匹配引起反射● 致使超出時(shí)序預算。

● 如果系統使用多個(gè)ADC，請勿使用某個(gè)ADC的某個(gè)DCO。

● 布設連接到接收器的數字走線(xiàn)時(shí)，請勿采用大量“轉接”(tromboning)來(lái)使所有走線(xiàn)保持等長(cháng)。

● 利用CMOS輸出端的串聯(lián)終端降低邊沿速率并限制開(kāi)關(guān)噪聲。確認所用的數據格式(二進(jìn)制補碼或偏移二進(jìn)制)正確。

采用單端CMOS數字信號時(shí)，邏輯電平以大約1 V/nS的速度移動(dòng)，典型輸出負載為10 pF(最大值)，典型充電電流為10 mA/位。應采用盡可能小的容性負載，使充電電流最小。這可以利用盡可能短的走線(xiàn)僅驅動(dòng)一個(gè)門(mén)來(lái)實(shí)現，最好沒(méi)有任何過(guò)孔。在數字輸出端和輸入端使用阻尼電阻，也可以使充電電流最小。

阻尼電阻和容性負載的時(shí)間常數應為采樣速率周期的大約10%。如果時(shí)鐘速率為100 MHz，負載為10 pF，則該時(shí)間常數應為10 nS的10%，即1 nS。這種情況下，R應為100 Ω。為獲得最佳信噪比(SNR)性能，1.8 V DRVDD優(yōu)于3.3 VDRVDD。然而，當驅動(dòng)大容性負載時(shí)，SNR性能會(huì )下降。CMOS輸出支持最高約200 MHz的采樣時(shí)鐘速率。如果驅動(dòng)兩個(gè)輸出負載，或者走線(xiàn)長(cháng)度大于1或2英寸，建議使用緩沖器。

圖2. 典型CMOS數字輸出驅動(dòng)器

ADC數字輸出應小心對待，因為瞬態(tài)電流可能會(huì )耦合回模擬輸入端，導致ADC的噪聲和失真提高。

圖2所示的典型CMOS驅動(dòng)器能夠產(chǎn)生很大的瞬態(tài)電流，尤其是驅動(dòng)容性負載時(shí)。對于CMOS數據輸出ADC，必須采取特別措施以使這些電流最小，不致于在A(yíng)DC中產(chǎn)生額外的噪聲和失真。

典型示例

圖3顯示了一個(gè)16位并行CMOS輸出ADC的情況。每路輸出有一個(gè)10pF負載，用以模擬一個(gè)門(mén)負載加上PCB寄生電容;當驅動(dòng)10 pF負載時(shí)，各驅動(dòng)器產(chǎn)生10 mA的充電電流。因此，該16位ADC的總瞬態(tài)電流可能高達16 × 10 mA = 160 mA。在各數據輸出端增加一個(gè)小串聯(lián)電阻R，可以抑制這些瞬態(tài)電流。應適當選擇該電阻的值，使RC時(shí)間常數小于總采樣周期的10%。如果fs = 100 MSPS，則RC應小于1 ns。C = 10 pF，因此最佳的R值約為100 Ω。選擇更大的R值可能會(huì )降低輸出數據建立時(shí)間性能，并干擾正常的數據捕捉。CMOS ADC輸出端的容性負載應以單個(gè)門(mén)負載為限，通常是一個(gè)外部數據捕捉寄存器。任何情況下都不得將數據輸出端直接連到高噪聲數據總線(xiàn)，必須使用一個(gè)中間緩沖寄存器，使ADC輸出端的直接負載最小。

圖3. 利用串聯(lián)電阻使CMOS數字輸出的充電電流最小

圖4. 典型LVDS驅動(dòng)器設計

圖4顯示了CMOS中的一個(gè)標準LVDS驅動(dòng)器。標稱(chēng)電流為3.5 mA，共模電壓為1.2 V。因此，當驅動(dòng)一個(gè)100 Ω差分終端電阻時(shí)，接收器各輸入的擺幅為350 mV p-p，這相當于700 mV p-p的差分擺幅。這些數值來(lái)源于LVDS規范。

圖5. ANSI和IEEE LVDS標準

LVDS標準有兩個(gè)：一個(gè)由ANSI制定，另一個(gè)由IEEE制定。雖然這兩個(gè)標準類(lèi)似且大致兼容，但并不完全相同。圖5比較了這兩個(gè)標準的眼圖和抖動(dòng)直方圖。IEEE標準LVDS的擺幅為200 mV p-p，低于A(yíng)NSI標準的320 mV p-p，這有助于節省數字輸出的功耗。因此，如果IEEE標準支持目標應用及與接收器的連接，建議使用IEEE標準。

圖6. ANSI和IEEE LVDS標準：走線(xiàn)超過(guò)12英寸

圖6比較了走線(xiàn)長(cháng)度超過(guò)12英寸或30厘米情況下的ANSI和IEEE LVDS標準。兩幅圖中，驅動(dòng)電流均采用ANSI版標準。右圖中，輸出電流加倍，這可以?xún)艋蹐D并改善抖動(dòng)直方圖。

圖7. FR4通道損耗的影響

圖7顯示了長(cháng)走線(xiàn)對FR4材料的影響。左圖顯示了發(fā)送器端的理想眼圖。在距離40英寸的接收器端，眼圖幾乎閉合，接收器難以恢復數據。

故障排除技巧

ADC丟失第14位

圖8中，數據位的VisualAnalog數字顯示表明，第14位從未跳變。這可能說(shuō)明器件、PCB或接收器有問(wèn)題，或者無(wú)符號數據不夠大，無(wú)法使最高有效位跳變。

圖8. AD9268 ADC丟失第14位

ADC丟失第14位時(shí)的頻域曲線(xiàn)

圖9. AD9268 ADC丟失第14位時(shí)的頻域曲線(xiàn)

圖9顯示了上述數字數據(其中第14位未跳變)的頻域視圖。該圖說(shuō)明，第14位有意義，系統中的某個(gè)地方發(fā)生錯誤。

ADC丟失第14位時(shí)的時(shí)域曲線(xiàn)

圖10. AD9268 ADC丟失第14位時(shí)的時(shí)域曲線(xiàn)

圖10為相同數據的時(shí)域曲線(xiàn)。它不是一個(gè)平滑的正弦波，數據發(fā)生偏移，波形中多個(gè)點(diǎn)處有明顯的尖峰。

ADC的第9位和第10位短接在一起

圖11. AD9268 ADC的第9位和第10位短接在一起

圖11所示不再是丟失一位的情況，而是兩位短接在一起，因此對于這兩個(gè)引腳，接收器始終接收到相同的數據。

ADC第9位和第10位短接在一起時(shí)的頻域曲線(xiàn)

圖12. AD9268 ADC的第9位和第10位短接在一起時(shí)的頻域曲線(xiàn)

圖12顯示了兩位短接在一起時(shí)的頻域視圖。雖然基頻音非常清楚，但噪底顯著(zhù)低于預期。噪底失真的程度取決于短接哪兩位。

ADC第9位和第10位短接在一起時(shí)的時(shí)域曲線(xiàn)

圖13. AD9268 ADC的第9位和第10位短接在一起時(shí)的時(shí)域曲線(xiàn)

在圖13所示的時(shí)域圖中，問(wèn)題相對不明顯。雖然在波峰和波谷處損失了一些平滑度，但當采樣速率接近波形頻率時(shí)，這是常見(jiàn)現象。

數據和時(shí)鐘時(shí)序無(wú)效時(shí)的時(shí)域曲線(xiàn)

圖14. AD9268數據和時(shí)鐘時(shí)序無(wú)效時(shí)的時(shí)域曲線(xiàn)

圖14顯示了一個(gè)因建立/保持問(wèn)題而導致時(shí)序無(wú)效的轉換器的情況。上述錯誤一般會(huì )在數據的每個(gè)周期中出現，而時(shí)序錯誤則不然，通常并不是持續存在。不太嚴重的時(shí)序錯誤可能是間歇性的。這些圖顯示了不符合時(shí)序要求的數據捕捉的時(shí)域和頻域曲線(xiàn)。注意，各周期的時(shí)域錯誤并不一致。還應注意FFT/頻域的噪底有所提高，這通常表示有一位丟失，原因可能是時(shí)序對齊錯誤。

數據和時(shí)鐘時(shí)序無(wú)效時(shí)的放大時(shí)域曲線(xiàn)

圖15. AD9268數據和時(shí)鐘時(shí)序無(wú)效時(shí)的放大時(shí)域曲線(xiàn)

圖15是圖14所示時(shí)域時(shí)序誤差的放大圖。同樣應注意，各周期的錯誤并不一致，但某些錯誤會(huì )重復。例如，該圖中有多個(gè)周期的谷底上出現負尖峰。