基于UWB技術(shù)的脈沖發(fā)生器的設計與實(shí)現

　　實(shí)際的脈沖發(fā)生器電路包括階躍管、激勵電感、高頻調諧電容、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )、偏置電路等，如圖4所不。

　　(4)匹配網(wǎng)絡(luò )設計

　　為了使脈沖發(fā)生器的輸入電阻與信號源內阻(一般為50Ω)匹配，較簡(jiǎn)便的辦法是采用變阻低通濾波器。匹配電路的簡(jiǎn)化等效電路如圖5所示，該電路可看成是集中參數半節Г形阻抗變換器。對于這種電路，

　　(5)偏置電路設計

　　一般采用自偏置電路。自給偏置的產(chǎn)生過(guò)程簡(jiǎn)述如下：在外加交流電壓超過(guò)二極管的接觸電位差Φ的時(shí)間間隔內，二極管的正向電阻遠小于R，信號源通過(guò)小的正向電阻向電容c.充電;當外加交流電壓小于D值并使二極管進(jìn)入反向工作區域時(shí)，二極管呈現很大的電阻(與R比較而言)，電容C1通過(guò)電阻R放電。如果C1R的時(shí)間常數比基波電壓的周期大得多，則放電電流可以認為是一常數;于是在電阻R上就產(chǎn)生一個(gè)壓降，其值為I0R，并反向地加在二極管上。由于這一偏壓是整流電流引起的，所以隨著(zhù)激勵電壓幅度的變化，偏壓隨之改變，從而可以自動(dòng)調節工作點(diǎn)。偏壓電阻值可按下式估算：

　　c3的原理與c1一樣，但其充放電過(guò)程與C1相反。如果電路中去掉c3則電路的輸出端就沒(méi)有一個(gè)壓降，所得的脈沖就是一個(gè)高斯脈沖波形;如果電路中有C3，所得脈沖就是一個(gè)高斯脈沖的一階導數。

　　實(shí)驗結果

　　上述公式只能對元器件的值進(jìn)行大概的估算，還要通過(guò)反復實(shí)踐進(jìn)行修正。筆者在電路調試過(guò)程中，為了得到較窄的脈沖寬度，反復實(shí)踐修正元器件的值。利用信號發(fā)生器產(chǎn)生31MHz，24dBm的正弦波作為電路的觸發(fā)信號源，c1和cc可選用幾萬(wàn)pF的大電容，偏置電容C3的容值盡可能小。自偏置電阻R為幾十Ω或幾百Ω，通過(guò)對R的微調，可以改變產(chǎn)生脈沖的重復周期。cm和ct分別為7 8 0 p F和390+45pF。LM和L分別為30nH和70nH的空心電感線(xiàn)圈。其中微調激勵電感L的感值對脈沖的波形影響尤為明顯。圖6是從示波器上觀(guān)察到的高斯脈沖的一階導數波形(有偏置電容c3)，脈寬1.5ns左右，Vpp為7V。

　　實(shí)踐表明，有時(shí)理論計算的數值與實(shí)際電路的數值相差頗大，其可能的原因是：管子參數的誤差及離散性較大;設計中沒(méi)有考慮寄生參量以及輸入回路與輸出回路之間的影響;大信號(特別是過(guò)激勵)的理論尚不完善。