適合于寬負載條件運行的有限雙極性軟開(kāi)關(guān)DC／DC變

O 引言
全橋移相ZVS變換器近年來(lái)得到了廣泛關(guān)注，在中大功率的通訊電源和電力操作電源中得到廣泛的應用。然而，這種控制方法有以下幾個(gè)明顯的缺點(diǎn)。
(1)滯后臂開(kāi)關(guān)管在輕載下將失去零電壓開(kāi)關(guān)功能；
(2)為了實(shí)現滯后臂的ZVS，必須在電路中串聯(lián)電感，這會(huì )引起占空比丟失，增人了原邊電流定額；
(3)原邊存在較大環(huán)流，增加了系統通態(tài)損耗。
為了解決這些問(wèn)題，人們針對IGBT拖尾電流大的特點(diǎn)義提出了全橋移相ZVZCS變換器。其主要思路是超前臂實(shí)現ZVS，滯后臂實(shí)現ZCS，從而從根本上解決了原先全橋移相ZVS變換器中滯后臂零電壓開(kāi)關(guān)困難的問(wèn)題。由于不需要外加電感，占空比丟失問(wèn)題隨之解決，環(huán)流也大大減小。實(shí)現滯后臂的ZCS目前主要有以下幾種辦法。
(1)副邊有源箝位的ZVZCS方法，但增加了成本，并由于需要復雜的隔離驅動(dòng)而降低了可靠性；
(2)副邊無(wú)源箝位和原邊無(wú)源箝位；
(3)利用IGBT的反向雪崩擊穿電壓；
(4)原邊串聯(lián)飽和電感和隔直阻斷電容。
但移相控制本身還有一個(gè)難以克服的缺點(diǎn)，即死區時(shí)間不好調整。當負載較重時(shí)，由于環(huán)流大，超前臂功率管上并聯(lián)的電容放電較快，因此實(shí)現零電壓導通比較容易，但當負載較輕時(shí)，超前臂功率管上并聯(lián)的電容放電很慢，超前橋臂的開(kāi)關(guān)管必須延時(shí)很長(cháng)時(shí)間才能實(shí)現ZVS導通。傳統的移相控制很難調整這個(gè)死區時(shí)間。
本文研究了一種名為有限雙極性控制的控制方法，配合上面介紹的原邊串聯(lián)飽和電感和隔直電容的ZVZCS PWM全橋拓撲，可以在很寬的負載范圍內實(shí)現超前臂的ZVS和滯后臂的ZCS。

1 ZVZCS PWM全橋電路有限雙極性控制原理分析
l.1 電路拓撲
有限雙極性控制ZVZCS PWM全橋電路拓撲如圖1所示。S1～S4共4個(gè)功率管(內帶續流二極管)組成一個(gè)全橋電路。其中，S1、S2組成超前橋臂，兩端分別并聯(lián)吸收電容C1、C2、S3、S4組成滯后橋臂；Cb為隔直電容，Ls為飽和電感。

l.2 工作原理
改進(jìn)傳統的移相PWM電路，采用有限雙極性的控制方法，超前臂與滯后臂同時(shí)開(kāi)通，并且在超前臂與滯后臂之間串聯(lián)一個(gè)隔直電容Cb以及飽和電感Ls。飽和電感相當于一個(gè)開(kāi)關(guān)，有電流的時(shí)候電感飽和，相當于短路；沒(méi)有電流或電流很小時(shí)，有較大電感。利用隔直電容在環(huán)流期間加速環(huán)流衰減，使得滯后臂實(shí)現零電流關(guān)斷，并且利用飽和電感Ls阻止LC振蕩電流反向(反向電流不足以使飽和電感飽和，其電感值很大)；在滯后臂開(kāi)通時(shí)．由于飽和電感處于不飽和狀態(tài)，電流上升慢，實(shí)現零電流開(kāi)通。圖2所示即為全橋有限雙極性控制時(shí)序及各主要變量響應圖。其中，vgs1～vgs4為S1～S4管的驅動(dòng)波形，Uab為ab兩點(diǎn)間電壓，ip為原邊電流。

1．2．1 模態(tài)1――功率傳輸
在t0～t1時(shí)刻，S1和S4導通，此時(shí)電流ip一方面通過(guò)變壓器原邊將電能傳輸到負載，另一方面給阻斷電容cb充電，Ls處于飽和狀態(tài)，電容Cb電壓線(xiàn)性增加。Ip=I0/n恒定不變。如圖3所示。

1．2. 2 模態(tài)2――超前臂的零電壓關(guān)斷
超前臂S1于t1時(shí)刻關(guān)斷，原邊電流ip從S1中轉移到C1、C2支路中，C1充電，C2放電。因為C1電壓不能突變，開(kāi)始時(shí)為零，實(shí)現S1的零電壓關(guān)斷；飽和電抗器流過(guò)電流，尚未退出飽和狀態(tài)，阻抗為零。當Uc2降到零，二極管D2續流，t2時(shí)刻S2上的電壓為零，為以后S2的零電壓開(kāi)通做好準備。如圖4所示。

1.2.3 模態(tài)3――Cb阻斷環(huán)流
t2時(shí)刻，ip通過(guò)S4和D2續流，阻斷電容Cb的電壓上升到最大Ucpb。飽和電感Ls尚未退出飽和狀態(tài)。由于變壓器原邊的電壓為零，原邊電流小于副邊電流，副邊電感使整流二極管D5～D8均處于正向導通階段，變壓器原、副邊短路。Ucb全部加在變壓器漏感上。在阻斷電容Cb的作用下，原邊電流迅速下降。如圖5所示。

1.2.4 模態(tài)4――滯后臂零電壓零電流關(guān)斷
t3時(shí)ip下降為零時(shí)，在Ucb作用下ip反向變化，由于Ls退出飽和狀態(tài)，呈現大阻抗，所以阻斷電容電壓不變，S4仍然導通，但是沒(méi)有電流流過(guò)。t4時(shí)滯后臂S4零電壓零電流自然關(guān)斷。此叫不對負載傳輸功率。如圖6所示。

1.2.5 模態(tài)5――超前臂零電壓零電流開(kāi)通、滯后臂零電流開(kāi)通
t5時(shí)S2、S3同時(shí)開(kāi)通。在導通的瞬間，由于Ls不飽和，其阻抗很大，電流上升速度緩慢。S2、S3處于零電流導通狀態(tài)。且開(kāi)通時(shí)電容C2上的電壓基本等于零，所以超前臂S2實(shí)現了ZVZCS。這段時(shí)間內，阻斷電容的電壓小變，原邊電流基本等于零，電源電壓加在飽和電感上，經(jīng)一段時(shí)間促使其飽和，然后電流再線(xiàn)性增加。
t6時(shí)刻，原邊電流上升到I0/n，副邊整流二極管D6和D7導通，完成對管間的切換回到模態(tài)l的工作狀態(tài)。如圖7所示。

以上是半個(gè)周期的工作情況，另一半情況相似。從上面可以看到，滯后臂處于零電流開(kāi)通和零電流關(guān)斷；超前臂零電壓開(kāi)通，關(guān)斷靠并聯(lián)在管子上的電容實(shí)現近似零電壓關(guān)斷。
1.3 全范圍實(shí)現ZVS和ZCS的約束條件
1.3.1 超前臂實(shí)現ZVS的條件
(1)超前臂的零電壓關(guān)斷
由于輸出外并電容的存在，可以控制關(guān)斷管的電壓上升速度。電容的容值越大，電壓的上升速度越慢，超前臂的零電壓關(guān)斷效果越好。
(2)超前臂實(shí)現零電壓開(kāi)通的條件
模態(tài)2中C2的放電時(shí)間為

為了保證超前臂的零電壓開(kāi)通，兩個(gè)超前臂的死區時(shí)問(wèn)td(即t5一t4)必須滿(mǎn)足

td≥tr
當輕載時(shí)，C2放電需要的時(shí)間tr相應增大，但輕載時(shí)有限雙極性控制的兩個(gè)超前臂的死區時(shí)間也相應增大，從而克服了傳統移相控制死區不好調整的問(wèn)題，因此C1、C2可較大，以改善超前臂零電壓關(guān)斷效果。
1.3.2 滯后臂實(shí)現ZCS的條件
由于飽和電感的存在，滯后臂開(kāi)通瞬間，電路中電流上升速度緩慢，可視為零電流開(kāi)通。ZCS實(shí)現的程度主要取決于飽和電感的阻晰時(shí)間(即充磁時(shí)間)。阻斷時(shí)間tm的計算如下。

式中：N為匝數：
Br為磁芯的飽和磁密：
Bs為磁芯的剩余磁密。

2 雙環(huán)控制原理及其實(shí)現
2.1 電壓電流雙環(huán)控制
傳統的方法采用電壓模式單閉環(huán)控制，這種控制方法響應較慢，也不能對功率器件進(jìn)行實(shí)時(shí)電流限制，為了實(shí)現電壓電流可控，平均電流模式采用雙閉環(huán)控制，其內環(huán)控制輸出的平均電流，外環(huán)控制輸出電壓，提高了系統響應速度。
2.2 控制電路設計
采用集成芯片UC3525外加運放構成平均電流模式控制電路，并用外加邏輯電路的方式形成有限雙極性控制的4路控制信號。如圖8所示。

(1)外環(huán)控制 電壓給定信號與輸出電壓反饋信號經(jīng)運放U1補償比較得Ue，接到UC3525的內部誤差放人器正相輸入端的腳2。當輸出電流超過(guò)給定限流值時(shí)，D11導通，Ue被箝在給定限流值上。
(2)內環(huán)控制 采樣電阻檢測輸出電流，并通過(guò)電流檢測放大器得電流反饋信號。接到UC3525的內部誤差放大器反相輸入端的腳1，與Ue進(jìn)行比較。UC3525的腳9為反饋補償端。
(3)有限雙極性控制 UC3525的腳4為同步信號輸出，該信號作為D觸發(fā)器(U3)的時(shí)鐘信號，U3的Q端(腳1)和Q端(腳2)即可得到占空比為50％、相位相差180的兩組脈沖，S11、S12用于控制死區時(shí)間。

3 仿真與實(shí)驗驗證
這種有限雙極性控制的ZVZCS PWM全橋變換器，已應用到一種15KW（300V/50A）電源模塊的設計當中。其主要技術(shù)參數如下。
輸入DC 430～650V直流；
輸出DC 170～340V：DC0～50A；
開(kāi)關(guān)工作頻率20kHz；
死區時(shí)間1 μs；
隔直電容Cb=4 μF；
IGBT并聯(lián)電容C1=C2=22nF；
變壓器原副邊匝數比為15：13；
輸出濾波電感0.15mH；
輸出濾波電容2200μF。
3.l 仿真結果
額定功率下超前臂的ZVS波形如圖9所示。

滯后臂的ZCS波形如圖10所示。

實(shí)驗驗證了仿真結果的正確性。
3.2 實(shí)驗波形
當100％負載時(shí)，超前臂實(shí)現ZVS波形圖如圖11所示(管壓波形100V/div，驅動(dòng)波形5V/div)。
從圖ll可看出，超前臂開(kāi)通(即驅動(dòng)信號為高)時(shí)，由于之前反并二極管續流的原因，管壓為零。超前臂關(guān)斷時(shí)，由于超前管上并聯(lián)電容的原因，管壓上升緩慢，基本實(shí)現超前臂ZVS。從圖11中超前臂管壓波形中可明顯看出，由于軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現，功率管上的電壓尖峰基本消除。
滯后臂實(shí)現ZCS波形圖如圖12所示。

滯后臂開(kāi)通(即管壓從500V變?yōu)?V)時(shí)，由于飽和電感的存在，電流推遲2μs上升，實(shí)現零電流開(kāi)通。而后超前臂關(guān)斷，由于隔直電容的存在，電流迅速衰減至零。為滯后臂的零電流關(guān)斷提供條件。圖12中，滯后臂ZCS實(shí)現十分理想，原邊電流環(huán)流衰減迅速，達到預期效果。
l0%負載時(shí)，超前臂實(shí)現ZVS波形圖如圖13所示。

由圖13可以看出，輕載時(shí)，原邊電流變小，并聯(lián)電容的充放電速度明顯減緩，反映在圖中即超前臂的管壓的上升下降沿變平緩。但此時(shí)超前臂的占空比也相應減小，死區時(shí)間自動(dòng)加長(cháng)，為并聯(lián)電容提供了足夠長(cháng)的放電時(shí)間，保證了超前臂的零電壓開(kāi)通。關(guān)斷時(shí)，由于并聯(lián)電容充電緩慢的原因，使零電壓關(guān)斷的效果更加理想。
滯后臂實(shí)現ZCS波形圖如圖14所示。

輕載時(shí)，占空比相應減小，為原邊電流衰減至零提供了充足的時(shí)間，保證了滯后臂ZCS的實(shí)現。
由以上各圖，可明顯看出有限雙極性控制在10％～lOO%負載范圍內超前臂的ZVS和滯后臂的ZCS都實(shí)現得十分理想。且從原邊電流ip的波形上可明顯看出原邊環(huán)流衰減十分迅速，保證在較寬的負載范圍內實(shí)現高效率，實(shí)驗證明整機效率可達94％。

4 結語(yǔ)
(1)采用有限雙極性控制的方法克服了移相控制死區調整困難的問(wèn)題，使得超前臂可以在很寬的負載范圍內實(shí)現ZVS。而且C1、C2可選取的范圍較大，大大改善了超前臂零電壓關(guān)斷的效果。
(2)由于飽和電感的存在，可以在全范圍內實(shí)現滯后臂的ZCS。隔直電容用來(lái)減小環(huán)流。
(3)軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現，消除了開(kāi)關(guān)管電壓尖峰，降低了開(kāi)關(guān)損耗，可以在較寬的負載范圍內實(shí)現高效率。