單片分布微波放大器的設計

約翰霍普金斯大學(xué)從1989年開(kāi)始就開(kāi)設了MMIC設計課程，并在讓學(xué)生在TriQuint公司的產(chǎn)線(xiàn)上流片。一款由Craig Moore(從1989年到2003年，他一直擔任該課程的助教)設計的分布式放大器作為該課程一個(gè)經(jīng)典的設計例子。該設計甚至經(jīng)歷了低溫環(huán)境實(shí)驗，在液氮的低溫下表現出更低的噪聲系數。該放大器采用TriQuint公司的0.5μm GaAs MESFET工藝，其增益比基于0.5μm GaAs偽高電子遷移率晶體管PHEMT的新電路略低，2006年的新課程中則采用了新版本的0.5μm GaAs PHEMT分布放大器和一些其他電路作為例子。本文將介紹寬帶放大器的設計方法以及仿真和實(shí)測的結果。

圖1：采用微帶傳輸線(xiàn)的分布式放大器電路結構圖。

分布式放大器使用寬帶傳輸線(xiàn)給一組有源器件注入輸入信號(如圖1)，同時(shí)另一條并行的傳輸線(xiàn)用于收集各個(gè)有源器件的輸出信號，并將其疊加。每一級提供相當的增益，但是增益分布在一個(gè)很寬的頻率范圍內。和級聯(lián)設計相比，總增益是各級增益之和，而不是各級增益的乘積。但使用集總參數元件來(lái)近似分布式傳輸線(xiàn)時(shí)(如圖2)，集總參數傳輸線(xiàn)的到地并聯(lián)電容，被晶體管的寄生電容代替。集總參數元件的等效傳輸線(xiàn)作為一個(gè)低通濾波器使用，其截止頻率和晶體管的寄生電容成反比。因此晶體管的尺寸直接決定了電路的工作頻率上限。設計總要綜合考慮的各種參數包括：放大器的級數、有源器件的尺寸、器件的工藝類(lèi)型(如果有多種類(lèi)型)以及每一級的直流偏置。更多的級數意味著(zhù)更大的增益-帶寬積，但是也會(huì )引入更大的功耗。一旦晶體管的尺寸確定，就可以使用仿真軟件來(lái)優(yōu)化增益、反射系數、輸出功率和噪聲系數等各項參數。

圖2：采用集總參數元件的分布式放大器電路結構圖(其中CGS和CDS分別表示柵電容和漏極電容)。

由于分布式放大器的應用場(chǎng)合很多，對各項性能指標的要求很靈活，寬帶增益是其中最重要的一項指標。在Craig Moore這個(gè)設計例子中，采用了增強型PHEMT器件，因為增強型器件只需要一組正電壓供電。為了能提供和1989年TriQuint半導體公司采用的0.5μm GaAs MESFET工藝的電路相同的性能，該設計采用了0.5μm GaAs PHEMT工藝，并且使用3級晶體管放大拓撲。為了適應電池供電的應用，選用3.3V電壓。當然為了滿(mǎn)足不同的客戶(hù)需求，工作電壓和電流可以方便的在較大范圍內調節。在1.5V和14mA的供電下，仿真結果顯示：僅損失了2dB增益，并且柵電壓在1.5V到5.0V，漏極電流在14~35mA之間變化時(shí)，性能的變化也很小。為達到最佳增益、匹配性能，采用安捷倫公司的計算機輔助工程軟件ADS進(jìn)行線(xiàn)性仿真，確定合適的電感值、PHEMT尺寸。

圖3：PHEMT分布式放大器的匹配、增益、噪聲系數和穩定因子的仿真結果。

通過(guò)理想的仿真計算，該設計選用了630μm的增強型PHEMT器件，Craig Moore的1989年的設計中在MESFET管的漏極增加了一些額外的匹配元件，以保證有效輸出電容和柵極輸入容抗相同。此時(shí)輸入和輸出的集總參數傳輸線(xiàn)將是對稱(chēng)的，其相位延遲也相同。文章還比較了這種輸入輸出傳輸線(xiàn)對稱(chēng)的匹配方案和另一種漏級電容獨立優(yōu)化的方案(漏極電感和柵極不對稱(chēng))。對于這個(gè)簡(jiǎn)單的3級PHEMT設計，柵極和漏極輸入線(xiàn)的相移差別很小，這里就采用較簡(jiǎn)單的非對稱(chēng)方案。如果輸入輸出傳輸線(xiàn)的相位差較大，這種方案的就不能有效的合并各級的增益。下一步使用TriQuint公司提供的電感、電阻、電容以及互連線(xiàn)模型取代理想元件，進(jìn)行更真實(shí)的仿真。圖3顯示了期望的最終放大電路的增益、匹配度、穩定因子和噪聲系數。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置設計，以限制其功耗在100mW以?xún)?，并?shí)現了輸出功率和三階互調截止點(diǎn)的折中。圖4是該電路的版圖，同時(shí)還包含了兩個(gè)有探針接入端的測試模型管：一個(gè)是設計中采用的630μm增強型PHEMT，另一個(gè)是普通的650μm耗盡型PHEMT。

圖4：3級分布式放大器的版圖(包括180μm柵寬的增強型測試建模管和一個(gè)300μm柵寬的耗盡型測試建模管)。

一個(gè)典型的分布式放大其中有一半的功率被輸出傳輸線(xiàn)的50歐負載所吸收，為了提高輸出效率，人們通常采用一些技巧，如漸縮型傳輸線(xiàn)方法。本設計采用了50歐姆輸入輸出線(xiàn)，為了減少DC功率的消耗，該傳輸線(xiàn)的一端的50歐姆終結負載和一個(gè)較大的電容(25pF)串聯(lián)后，再通過(guò)通孔接地，這樣既能保證射頻信號接地，又能實(shí)現隔直流的效果。漏極較大的直流供電電流只流經(jīng)低阻抗的電感元件，而不是50歐的終結負載(如圖5)，這樣可以有效的減小50歐終結電阻上的功耗。這里漏極電感的大小也是一個(gè)重要的設計參數，該電感直接影響電路在1GHz附近的低頻滾降速度，如果增大電容將會(huì )減小滾降速度，但是同時(shí)會(huì )增加串聯(lián)電阻，從而提高直流功耗，而且較大的電感也會(huì )增大版圖面積。

在提交產(chǎn)線(xiàn)流片之前，各設計還必須經(jīng)過(guò)嚴格的設計規則檢查DRC(design-rule check)，自1989年第一次MMIC設計課程開(kāi)始，約翰霍普金斯大學(xué)就采用ICED(ICEDitor)軟件，并采用TriQuint提供的DRC規則進(jìn)行設計規則檢查。另外還使用了“版圖轉電路圖”LVS(Layout Versus Schematic)工具進(jìn)一步比較從ADS中提取出來(lái)的網(wǎng)表是否符合ICED軟件中的實(shí)際電氣連接。有時(shí)設計雖然能通過(guò)DRC檢查，但是仍然會(huì )有一些致命的錯誤，只有LVS工具才能發(fā)現這些問(wèn)題。新版本的ADS已經(jīng)具備內置的連接性檢查功能，可以排除一些連接性錯誤，但是外部的LVS檢測仍然是很有必要的。

圖5：分布式放大器電路的直流等效電路，可以看出流經(jīng)電感L35的電流只引起很小的壓降。

圖6：實(shí)測的輸出功率和效率結果。

表1：PHEMT分布式放大器在3.3V電壓和25mA電流偏置下的各項指標實(shí)測結果

圖6和表1是整個(gè)電路的實(shí)際測試結果?？梢钥吹皆?.3V的24mA直流供電下，該電路達到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的輸出功率。噪聲系數的實(shí)測值和仿真值也很接近(圖7)，在5到6GHz頻段，噪聲系數僅為2dB，這在具備1~10GHz的10倍頻程(decade)帶寬的電路中算是很出色的表現了。54平方密爾(mil-square)的芯片上還放置了很多其它器件，包括一個(gè)設計中采用的630μm增強型PHEMT測試建模管。在3V和3.3 V電壓下，8~9mA電流時(shí)，分別測試了這個(gè)模型管，并將其S參數用于電路進(jìn)行二次仿真。圖8為該PHEMT模型管的版圖。圖9和圖10則是針對測試管的實(shí)測和仿真數據的比較。由于測試的參考面不同，測試模型管的寄生參數和實(shí)際電路中使用的晶體管有微小的區別，正是這些巨別導致了測試值和再仿真結果(使用ADS和Sonnet軟件)在高頻段有一些差別。對以單獨的630μm模型管而言，其實(shí)測值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。

圖7：使用噪聲分析儀測試的增益和噪聲系數，和ADS仿真的結果對比。

圖8：630μm柵寬的增強型PHEMT測試建模管的版圖。

圖9：實(shí)測的(藍色)增強型PHEMT測試建模管的前向傳輸參數S21和仿真結果(紅色)的對比。

MMIC建模非常復雜，例如，在仿真時(shí)是否可以忽略互連線(xiàn)的影響。忽略互連線(xiàn)可以極大的簡(jiǎn)化設計，而且在2.4GHz以下，互聯(lián)的影響很小。通常這些互聯(lián)微帶線(xiàn)的模型都是在其長(cháng)度超過(guò)幾倍襯底厚度的情況下建模的，而實(shí)際MMIC設計中很少會(huì )發(fā)生這種情況。典型的微帶線(xiàn)模型一般都會(huì )高估其長(cháng)度(即電感)效應。另外，還要考慮是否需要一個(gè)電磁仿真，以確保原始設計中忽略的寄生參數不會(huì )有太大的影響。除非設計者確實(shí)想壓縮版圖面積，否則采用3到5倍的線(xiàn)寬(而不是3到5倍的襯底厚度)做為元件間隔，一般都不會(huì )有問(wèn)題。

盡管單獨的6*30μm PHEMT模型管的實(shí)測值和仿真結果很吻合，但是把晶體管的實(shí)測數據帶入電路進(jìn)行二次仿真，確實(shí)得出了更接近實(shí)測值的高端滾降特性。設計者再次使用了Sonnet公司的電磁仿真軟件，以5平方微米的分辨率以及100μm的襯底厚度對整個(gè)設計進(jìn)行電磁仿真。對于Sonnet軟件，這個(gè)電路面積相對較大，以至于必須分割成兩個(gè)子塊來(lái)分析。使用Sonnet電磁仿真結果加上實(shí)測的晶體管參數，得出的整個(gè)電路的各項指標和實(shí)際測試值吻合。Sonnet軟件的仿真結果和ADS的二次仿真結果也很吻合(圖12、13、14)，注意：增益和匹配在高頻段(10GHz左右)形狀相似，但是仍然略有差別。盡管這些差別很小，但是仍然有必要尋找這些差異的解釋。約翰霍普金斯大學(xué)MMIC學(xué)科的學(xué)生反而能從這些差別中學(xué)到更多東西。尋找這些差別的來(lái)源，更有利于增長(cháng)他們的設計經(jīng)驗。使用TriQuint公司的產(chǎn)線(xiàn)為其流片，并讓學(xué)生參與成品的測試，使該項課程更具實(shí)際意義，因而得到了大家的一致好評。約翰霍普金斯大學(xué)也對TriQuint、Agilent(原EEsof)和Applied Wave Research等公司的有力支持表示衷心的感謝。

圖10：實(shí)測的(藍色)630μm柵寬增強型PHEMT測試建模管的S21和S22和仿真結果(紅色)的對比。

圖11：采用Sonnet軟件競相電磁仿真時(shí)采用的版圖，電路被分成兩塊，分析每塊采用的分辨率為2.5μm。

圖12：實(shí)測的晶體管數據和ADS軟件方針結果(淡藍色)、Sonnet仿真結果(紅色)的對比。

采用PHEMT器件的分布式MMIC放大器在1~10GHz的頻率范圍內顯示出平坦的寬帶增益，并且其噪聲系數比以前的MESFET方案更小。如設計所預期，0.5μm柵長(cháng)的PHEMT器件在3~3.3V，28~32mA的供電條件下，取得了理想的增益和噪聲性能，功耗僅為100mW，且偏置范圍有一定的調節空間(可以在20到175mW之間調節)。使用模型管參數帶入ADS和Sonnet軟件再仿真的結果也和實(shí)測結果吻合。實(shí)測的輸出功率、DC偏置和噪聲系數等指標也和仿真結果吻合。分布式放大器中，在輸入輸出饋線(xiàn)端使用集總元件或分布式傳輸線(xiàn)，以吸收晶體管的電容的方法，可以廣泛的應用于其他的MMIC工藝和設計之中。

圖13：輸入反射系數S11的實(shí)測值，ADS仿真值(紅色)和Sonnet的仿真值(品紅色)的對比。

圖14：輸出反射系數S22的實(shí)測值(紅色)，ADS仿真值(藍色)和Sonnet的仿真值(品紅色)的對比。