四階連續時(shí)間正交帶通ΣΔ調制器的設計

在低中頻射頻接收機中，如圖1所示，射頻信號經(jīng)過(guò)下混頻，產(chǎn)生I、Q兩路正交低中頻信號，之后直接通過(guò)帶通ΣΔADC進(jìn)行模數轉換。由于中頻不在直流處，可以避免直流失調和閃爍噪聲。正交帶通ΣΔADC比傳統的帶通ΣΔADC更適用于低中頻架構，這是因為前者的噪聲整形零點(diǎn)全部分布在單一頻域，后者的噪聲整形零點(diǎn)則對稱(chēng)的分布在正負頻域，負頻域的噪聲整形零點(diǎn)是浪費，正交帶通ΣΔADC在噪聲整形性能上有優(yōu)勢。正交帶通ΣΔADC由模擬和數字兩部分組成，模擬部分是正交帶通ΣΔ調制器，數字部分是抽取濾波器，本文主要研究正交帶通ΣΔ調制器。

圖1　低中頻接收機架構

　　連續時(shí)間ΣΔ調制器與離散時(shí)間ΣΔ調制器相比，它具有一些顯著(zhù)的優(yōu)勢，特別是無(wú)需獨立的抗混疊濾波器，同時(shí)降低對運放單位增益帶寬和擺率的要求，從而有利于降低了調制器的功耗。文獻首次提出并驗證了連續時(shí)間正交帶通ΣΔ調制器架構，近幾年文獻也提出了一些成功的設計。其根本設計方法都是將兩個(gè)低通濾波器的輸入輸出進(jìn)行交叉耦合來(lái)構成一個(gè)具有帶通濾波特性的復數濾波器。

　　眾所周知，連續時(shí)間ΣΔ調制器有一些固有的非理想特性，時(shí)鐘抖動(dòng)就是最主要的非理想特性之一。本文主要研究如何減少時(shí)鐘抖動(dòng)影響，設計了一個(gè)對其不敏感的四階連續時(shí)間正交帶通ΣΔ調制器。

　　1　復數濾波器

　　在低中頻架構中，經(jīng)過(guò)下混頻產(chǎn)生的I、Q兩路正交實(shí)信號可以表示成一個(gè)復數信號:

　　復數信號最重要的特性之一就是頻譜關(guān)于直流不對稱(chēng)。處理復數信號就需要復數濾波器，如圖2所示，它是由實(shí)數濾波器經(jīng)過(guò)交叉耦合而形成，

圖2　復數積分器

　　其傳輸函數為:

　　實(shí)數積分器具有低通特性，其傳輸函數的頻譜關(guān)于直流對稱(chēng)，而復數積分器具有帶通特性，其傳輸函數頻譜的對稱(chēng)軸平移到了：

　　復數濾波器是構成正交帶通ΣΔ調制器的基本模塊，其傳輸函數的極點(diǎn)就是ΣΔ調制器的噪聲整形零點(diǎn)。

　　2　正交帶通調制器

　　目前連續時(shí)間正交帶通ΣΔ調制器的設計方法主要有兩種: (1)先設計一個(gè)優(yōu)化好零點(diǎn)位置的連續時(shí)間低通ΣΔ調制器，然后用它構成I、Q兩路，最后對兩路調制器進(jìn)行交叉耦合實(shí)現頻譜搬移; (2)通過(guò)平移離散時(shí)間低通ΣΔ調制器的NTF，得到一個(gè)離散時(shí)間的復數NTF，然后對它進(jìn)行DT2TO2CT變換，最終可以求得調制器的各支路系數。方法2設計過(guò)程繁瑣，且整個(gè)調制器系數多，在電路實(shí)現時(shí)意味著(zhù)更多的元件。

　　本文采用的方法與第一種類(lèi)似，調制器的設計分為兩步: 首先設計四階連續前饋低通ΣΔ調制器，然后根據文獻提供的四階ΣΔ調制器的零點(diǎn)位置確定耦合電阻大小。

　　四階前饋低通ΣΔ調制器整個(gè)環(huán)路濾波器是由有源RC積分器構成的，這是因為與開(kāi)環(huán)結構的gm2C濾波器相比，反饋結構的有源RC積分器具有更好的線(xiàn)性度。之所以選擇前饋結構，是因為前饋結構中只有誤差信號通過(guò)整個(gè)環(huán)路濾波器，這降低了對各級積分器動(dòng)態(tài)范圍的要求，從而減少了功耗。然而前饋結構需要額外的求和模塊，為了使求和網(wǎng)絡(luò )在大的輸入信號下仍具有良好線(xiàn)性，選擇采用電阻比例積分器。

　　量化器選擇本質(zhì)上線(xiàn)性的1 bit比較器，反饋路徑上采用對時(shí)鐘抖動(dòng)不敏感的開(kāi)關(guān)電容DAC。

　　調制器零點(diǎn)頻率即為復數積分器的中心頻率fC ，根據式( 3)可以求出各級耦合電阻Rωi的值。表1反映了本文設計的正交帶通ΣΔ調制器零點(diǎn)的分布情況， Ci 為各級積分器的積分電容。