電路配置通盤(pán)考量應用

　　在整個(gè)AC-DC電源設計中，隔離式DC-DC轉換器設計是一個(gè)重要環(huán)節，而半橋則是針對此設計一個(gè)很好的拓撲選擇，因為它有兩個(gè)互補驅動(dòng)的初級端MOSFET，且最大汲極源極電壓(Drain-to-source Voltage)受限于所加的直流輸入電壓。其中，半橋拓撲有兩種衍生產(chǎn)品，即半橋諧振(LLC)和AHB，兩種都已被廣為采用，部分原因是因為可取得專(zhuān)用于這些拓撲的功率管理控制IC。

　　首先，LLC藉由可變頻率控制技術(shù)，利用與功率級設計相關(guān)的寄生元素來(lái)實(shí)現ZVS切換。不過(guò)，由于經(jīng)調節的直流輸出只使用電容濾波，這種拓撲最適合的是輸出漣波較低、輸出電壓較高的應用，對于離線(xiàn)DC-DC應用，一般規則是當輸出電壓大于12伏特直流電時(shí)，最好選擇LLC。

　　另外，對于300瓦、12伏特DC-DC轉換器，AHB則成為一種高效率的選擇，其采用固定式的頻率控制方法，由于初級電流決定于變壓器的初級電壓，故可為兩個(gè)初級MOSFET的ZVS提供必要條件。同時(shí)，利用AHB實(shí)現ZVS能力的前提類(lèi)似于LLC，也須取決于對電路寄生元素的透徹了解，例如變壓器漏電感、繞組電容(Winding Capacitance)和分立式功率器件的結電容等。

　　運用固定頻率方案簡(jiǎn)化SR工作

　　相較于LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大幅簡(jiǎn)化次級端自驅動(dòng)SR的工作，使其閘極驅動(dòng)電壓很容易由變壓器次級端推算出來(lái)。此時(shí)增加一個(gè)低端MOSFET驅動(dòng)器，如圖2所示的雙路4安培(A)FAN3224驅動(dòng)器，就可以精確給出流經(jīng)MOSFET米勒平坦區的電平轉換和高峰值驅動(dòng)電流，從而確?？焖俑咝У腟R開(kāi)關(guān)轉換。

　　圖2 帶倍流整流器的自驅動(dòng)同步整流(SR)示意圖

　　圖2的倍流整流器可用于任何雙端電源拓撲和大DC電流應用，它具有好幾個(gè)突出的特性。第一，其次級端由一單一繞組構成，可簡(jiǎn)化變壓器的結構。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個(gè)電感器上，故大電流流入次級端而產(chǎn)生的功耗會(huì )得到更有效的分布。第三，作為工作周期(D)的函數，兩個(gè)電感漣波電流彼此抵消后，兩個(gè)電感電流將擁有相當于兩倍開(kāi)關(guān)頻率的視頻率(Apparent Frequency)，故可允許更高的頻率，且流入輸出電感的峰值電流更低。

　　最后，在對稱(chēng)轉換器(推挽式、半橋、全橋)中，每一個(gè)倍流電感都可攜帶一半的輸出電流，而AHB則不盡然，且加在次級端整流器上的非對稱(chēng)電壓也可能是AHB的缺點(diǎn)之一。當AHB在其限值工作周期為0.5附近工作時(shí)，載入的SR電壓幾乎可達到匹配。

　　然而，更合理的方案是通過(guò)對變壓器的匝數比進(jìn)行設計，使工作周期在額定工作期間保持在0.25工作周期0.35的特定范圍內。當工作周期在此范圍內時(shí)，如圖2所示，Q1和Q2之間的電壓應力，以及載入L1和L2兩端的電壓會(huì )變得不均衡，導致L1和L2之間的電流分布不均勻，必須考慮到每一個(gè)SR MOSFET的額定電壓。

　　有鑒于此，可以采用電感值不相等的L1和L2，以及額定電壓不同的SR MOSFET來(lái)優(yōu)化設計，而變壓器的匝數比也可以是非對稱(chēng)的;只不過(guò)，使用這些技術(shù)須對所有工作條件下的電路行為有深入的了解。

　　材料/元件細評估　效率/尺寸可兼顧

　　值得注意的是，表1所示的規格可說(shuō)明上述解決方案的可行性，但是須采用一個(gè)交錯式雙BCM PFC升壓預調節器來(lái)滿(mǎn)足此一設計，預調節器之后是一個(gè)帶自驅動(dòng)SR的非對稱(chēng)半橋DC-DC轉換器，如圖1所示。

　　其實(shí)，表1的規格是對AC-DC電源設計要求的簡(jiǎn)單結論，主要設計目標包括盡可能在寬范圍內獲得最大的效率，并實(shí)現最小型的電源設計及散熱器尺寸。若要在寬負載范圍內獲得最大的效率，須對每一個(gè)功率級的材料和元件選擇進(jìn)行仔細的考慮，尤其是在磁性設計方面，由于交錯式BCM PFC的頻率可能高達數百kHz，且變化多達10：1，故升壓電感必須是客制化設計的。