利用集成式接收器簡(jiǎn)化數字預失真電路模擬部分

數字處理電源領(lǐng)域的巨大進(jìn)步引發(fā)了對高性能模擬產(chǎn)品的更大需求。除傳統語(yǔ)音外，如今的蜂窩網(wǎng)絡(luò )還能夠以前所未有的高速率傳輸重要的數據和視頻信息，這催生了新的調制方法和依賴(lài)于復雜數字技術(shù)的新型空中接口標準。盡管數字技術(shù)使系統能夠在采用更小封裝尺寸且具有更高可靠性的情況下運行更快速、消耗功率更少，但是它們也對整個(gè)系統的RF和模擬信號采集部分提出了新的要求。

調制的復雜度以及基站發(fā)送器的寬帶寬，導致功率放大器(PA)有更高的峰均比。為了滿(mǎn)足較高峰均比存在下更嚴格的要求，PA一般尺寸很大，能夠在線(xiàn)性區工作。如果沒(méi)有數字校正，PA的效率可能在 10% 左右，這意味著(zhù)要運行一個(gè)20W的PA需要200W功率。在基站中，PA消耗的電功率最大，因此就蜂窩服務(wù)供應商而言，PA對運營(yíng)成本的影響也很大。為了提高PA效率，需要采用數字技術(shù)實(shí)現振幅因數降低(CFR)和數字預失真(DPD) 。

盡管驅動(dòng)放大器進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)放大器的效率最高，但是在飽和狀態(tài)，放大器是高度非線(xiàn)性的。復雜的數字調制需要PA提供極高的線(xiàn)性度，這意味著(zhù)必須驅動(dòng)PA遠離飽和狀態(tài)。如果有辦法補償放大器固有的非線(xiàn)性，那么讓PA恰好在即將進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)工作，可以提供高效率。目前，DPD已經(jīng)成為PA線(xiàn)性化的首選方法。

DPD是一種反饋方法，可以對PA的輸出進(jìn)行采樣并將其轉換為數字數據。將一個(gè)存儲在FIFO中的無(wú)失真發(fā)送信號與反饋信號進(jìn)行比較，并產(chǎn)生一個(gè)反傳遞函數。在CFR之后，將其與發(fā)送數據相加，以降低PA輸出中的非線(xiàn)性?？梢允褂米赃m應算法或查找表來(lái)產(chǎn)生補償數字信號，或結合使用這兩種方法，但是這超出了本文討論的范圍。下面，我們將集中討論對PA輸出采樣的接收器的模擬要求。

對數字預失真接收器的要求

該接收器是從 RF向數字化(參見(jiàn)圖1)轉換的信號鏈路。關(guān)鍵的設計要求是輸入頻率范圍和功率級、中頻以及將被數字化的帶寬。這些要求中，有些直接來(lái)自PA規格，有些則是在設計時(shí)優(yōu)化得到的。

圖 1：數字預失真信號鏈路

基帶發(fā)送信號上變頻至載波頻率，該信號頻率由WCDMA、TD-SCDMA、CDMA2000、LTE等新空中接口標準定義。因此，被采樣的輸出頻譜存在于定義好的頻率范圍(及期望信道)內。既然DPD環(huán)路的目的是測量PA的傳遞函數，那么就不必在多載波系統中分離載波，或調制數字數據。唯一必要的，是捕獲有關(guān)整個(gè)期望信道的信息。

PA非線(xiàn)性會(huì )產(chǎn)生奇數階互調分量，在相鄰和相間信道中形成頻譜再生。按照定義，三階分量出現在2fa + fb、2fb + fa、2fa – fb和2fb – fa，其中的fa和fb是位于期望信道之內的兩個(gè)信號頻率(在信道外會(huì )引起互調失真)。對于一個(gè)已調制信道，三階分量出現在期望信道三倍帶寬的范圍(見(jiàn)圖2)。同樣，五階分量出現在五倍帶寬的范圍內，而七階分量則出現在七倍帶寬的范圍內。因此，DPD接收器必須獲得發(fā)送帶寬的倍數，該倍數與正在進(jìn)行線(xiàn)性化處理的互調分量的階次相等。

圖 2：互調分量

目前的發(fā)展趨勢是，將期望信道與中頻 (IF) 混合，并獲得所有互調分量的完整帶寬。選擇恰當的IF以減少濾波負擔，避開(kāi)已經(jīng)根據規格要求固定了的其它頻率。類(lèi)似地，選擇整倍于數字調制芯片速率的值為采樣速率，例如，在 WCDMA 中為 3.84MHz。最后，奈奎斯特定理決定，采樣速率必須至少是被采樣帶寬的兩倍。很多配置可以被接受的，其中滿(mǎn)足上述限制的一種配置是：184.32MHz 中頻、245.76MHz ADC 采樣率和122.88MHz 帶寬。

在 20W PA情況下，平均輸出功率是43dBm。峰值/均值(PAR)約為15dBm。為了將進(jìn)入接收鏈路混頻器的平均輸入功率設置為 -15dBm，耦合器和衰減器合起來(lái)的插入損耗必須是 58dB(參考圖 1) 。WCDMA 標準中規定的PA帶內噪聲最大，為 -13dBm/MHz(-73dBm/Hz) 。因此，耦合器、衰減(-58dB)以及PA噪聲限制(-13dBm/MHz)的結合，產(chǎn)生必須低于 -71dBm/MHz (-131dBm/Hz) 的接收器靈敏度等級。為了提供充足的裕度，應該在所期望的數字上再加上 6dB至10dB的裕值。這為DPD接收器設定了頻率計劃、功率級和靈敏度要求。

集成式數字預失真接收器

一旦定義了系統要求，接下來(lái)的任務(wù)就變成了用一個(gè)混頻器、IF放大器、ADC、無(wú)源濾波、匹配網(wǎng)絡(luò )和電源旁路來(lái)實(shí)現電路。盡管計算和仿真有所幫助，但是其無(wú)法取代對真實(shí)硬件的評估，硬件評估通常會(huì )一次一次反復產(chǎn)生多個(gè)PCB。然而，一類(lèi)新型基于系統級封裝(SiP)的集成式接收器極大簡(jiǎn)化了這一任務(wù)。例如凌力爾特的LTM9003數字預失真uModule接收器，該產(chǎn)品是一款全集成化DPD接收器，實(shí)質(zhì)上是“射頻到比特流”架構。

由凌力爾特公司倡導的uModule技術(shù)利用了一種由雙馬來(lái)酰亞胺三嗪(BT)材料制成的薄型多層壓合基底。該多層基底允許采用RF組件、標準引線(xiàn)鍵合IC裸片和傳統的無(wú)源元件進(jìn)行復雜電路設計。電路采用標準IC封裝模塑料進(jìn)行封裝，而且，LGA焊盤(pán)布局也與當前的表面貼裝方法相符。這樣就造就了一個(gè)外形與直觀(guān)感覺(jué)酷似傳統IC的子系統，其經(jīng)過(guò)全面測試，確保了IC的高可靠性，并把采用不同半導體工藝的元件與無(wú)源元件結合，與傳統實(shí)現方案相比，占位面積更小。

LTM9003由一個(gè)高線(xiàn)性度 RF 下變頻混頻器、一個(gè)IF 放大器、一個(gè)L-C 帶通濾波器和一個(gè)高速ADC組成 (參見(jiàn)圖 3) 。導線(xiàn)連接的裸片組裝確?？偟耐庑纬叽绺叨染o湊，而且還允許基準和電源旁路電容與傳統封裝方法相比更加靠近裸片。這樣做降低了噪聲使ADC精度下降的可能性。該理念擴展到了高頻布局方法中，并在LTM9003接收器鏈路中得到了貫穿使用。

圖 3：LTM9003 集成式數字預失真接收器