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一種新型高速CMOS全差分運算放大器設計
作者：
時(shí)間：2012-06-08
來(lái)源：網(wǎng)絡(luò )
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2．2 小信號分析
折疊式共源共柵的直流增益為：
2．3 頻率與增益特性分析
單級折疊式共源共柵結構主要有2個(gè)極點(diǎn)需要考慮：
在輸出節點(diǎn)處產(chǎn)生主極點(diǎn)：P1=-1／RoutCL；
在折疊點(diǎn)處產(chǎn)生非主極點(diǎn)：P1=-gm5／Cx。
式中Cx為折疊點(diǎn)周?chē)娙莺?，且主要取決于CGS7。為使運放能夠穩定工作，需對其進(jìn)行頻率補償。對于單級運放，由于只有一個(gè)主極點(diǎn)，頻率特性較好，在輸出端增加一定的負載電容即可。
由于模擬電路的參數不缺定性，手算的結果在仿真調制時(shí)也需要進(jìn)行適當的修改才能達到預期目標的要求。尾電流的M0以及M9，M10可根據MOS管飽和區電流公式來(lái)確定：即，
由式(1)可知，提高增益的方法主要為提高輸入對管M1，M2共源共柵管M5，M6以及M7，M8的跨導。由于MOS管工作電流已經(jīng)確定，則可通過(guò)增加寬長(cháng)比增加其跨導。但要折衷考慮的是：過(guò)多的增加共源共柵管M5，M6的溝道長(cháng)度會(huì )增大次主極點(diǎn)的寄生電容，從而降低次主極點(diǎn)的頻率。所以提高增益的方法主要是增加PMOS管M7，M8的寬長(cháng)比。而且，M3管與M4管均要流入2條支路的電流，若要減小其對折疊點(diǎn)的電容貢獻，則要求有較高的過(guò)驅動(dòng)電壓。
2．4 直流工作點(diǎn)的確定
由于溝道長(cháng)度調制作用的存在，MOS管的漏源電壓VDS會(huì )對漏源電流IDS產(chǎn)生一定的影響。
有飽和區MOS管漏源電壓與電流間的關(guān)系公式：
式中λ為溝道長(cháng)度調制系數λ∝1／L。在近似漏源電流IDS及過(guò)驅動(dòng)電壓|VGS-Vth|不變的情況下，寬長(cháng)比W／L與VDS成反比的趨勢?？筛鶕艘幝烧{制每個(gè)MOS管的漏源電壓及直流工作點(diǎn)。而進(jìn)行調制的前提則是每個(gè)MOS管都必須工作在飽和區，即滿(mǎn)足VDS>|VGS-Vth|。
2．5 提高轉換速率
轉換是在處理大信號的高速電路中不希望看到的一種非線(xiàn)性現象，大信號的速度被轉換速率限制，原因是對電路中主要電容器充電和放電的電流太小。所以要提高轉換速率。由式(2)可以看出，增大轉換速率的一種方法為提升流過(guò)共源共柵管M5，M6的電流，同時(shí)減少輸出端補償電容的大小。而電流的增大勢必會(huì )提高運放的功耗。而式(3)表明，增大輸入管M1，M2的過(guò)驅動(dòng)電壓也可以提高轉換速率。這樣在電流一定的情況下，器件的寬長(cháng)比W／L就不能太大，這也許會(huì )導致其跨導的減小，因此以上兩種方法均需要折衷號慮。
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