單電源儀表放大器電路

儀表放大器將兩個(gè)信號的差值放大。典型的差模信號來(lái)自傳感器件,諸如電阻橋或熱電偶。圖1示出了儀表放大器的典型應用,來(lái)自電阻橋的差模電壓被AD620(低功耗,低成本,集成儀表放大器)放大。在熱電偶和電阻橋的應用中,差模電壓總是相當小(幾毫伏到十幾毫伏)。而兩個(gè)輸入端輸入的同極性、同幅值的電壓約為2.5V,還有對測量無(wú)用的共模分量,所以理想的儀表放大器應該放大輸入端兩信號的差值,任何共模分量都必須被抑制。事實(shí)上,抑制共模分量是使用儀表放大器的唯一原因。實(shí)踐中,儀表放大器從沒(méi)有徹底抑制掉共模信號,輸出端總會(huì )有一些殘余成份。

共模抑制比(CMRR)是用來(lái)衡量共模信號被放大器抑制程度的一個(gè)綜合指標,它由下式定義

圖1 在一個(gè)典型的儀表放大器的應用中,輸入共模電壓由來(lái)自橋的直流偏壓(VS/2)和輸入線(xiàn)中檢拾的任何共模噪聲組成。共模電壓的一部分總會(huì )出現在儀表放大器的輸出端。

式中的Gain是放大器的差模增益,Vcm是輸入端存在的共模電壓,Vout是輸入共模電壓在輸出端的結果。

代入具體值,如AD620集成儀表放大器所設置增益為10時(shí),CMRR為100dB,圖1中共模電壓為2.5V,由(1)式求出它在輸出端的電壓為250m V。有上面設定,注意到由輸入和輸出失調電壓所引起的輸出電壓約為1.5mV,這說(shuō)明作為誤差源,CMRR并沒(méi)有失調電壓重要。至此,只討論了直流信號的共模抑制比。

交流和直流共模抑制比

在圖1中,共模信號可以是穩態(tài)的直流電壓(如來(lái)自電橋的2.5V電壓),或是來(lái)自外部干擾。在工業(yè)應用中,最普通的外部干擾從50Hz/60Hz輸電干線(xiàn)檢拾而來(lái)(例如來(lái)自照明燈,電機或任何在輸電干線(xiàn)上運行的設備)。在不同的測量應用中,儀表放大器輸入端的干擾基本相等,因此在這里干擾信號也被看作共模信號,被疊加在輸入直流共模電壓上,在輸出端得到的是這個(gè)輸入共模信號的衰減形式,衰減程度取決于該頻率下的CMRR。

雖然直流失調電壓可以通過(guò)微調和校準輕易除去,而輸出端的交流誤差卻很麻煩。例如,如果輸入回路從輸電干線(xiàn)檢拾到50Hz或60Hz的干擾,那么輸出端的交流電壓會(huì )降低整個(gè)應用的分辨度。濾除干擾代價(jià)很昂貴,并且僅在對速度要求不高的應用中才可行。顯然,整個(gè)頻率范圍內的高共模抑制有助于減小外部共模干擾的影響。

所以,實(shí)踐中在整個(gè)頻率范圍內來(lái)討論CMRR比討論它在直流時(shí)的情況要有意義得多。集成儀表放大器數據手冊列出了在50Hz/60Hz時(shí)的CMRR,圖解部分給出CMRR隨頻率變化的曲線(xiàn)(見(jiàn)圖2)。

圖2表明AD623(低價(jià)格集成儀表放大器)CMRR在頻率范圍內變化的情況。100Hz以前保持平坦,之后(大于100Hz)開(kāi)始下降,可以看出,50Hz/60Hz電網(wǎng)干擾會(huì )被很好的抑制。還要注意電網(wǎng)頻率的諧波干擾,在工業(yè)環(huán)境中,電網(wǎng)頻率諧波可以達到第七諧波(350Hz/420Hz)。此時(shí),CMRR降到大約90dB(增益為10)。這使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多數共模干擾。

不同結構的儀表放大器

現在考察儀表放大器的不同結構,結構的選擇和無(wú)源元件的精確度會(huì )影響交直流的CMRR。3.1 二運放儀表放大器

圖3是一個(gè)基本二運放儀表放大器的電路圖,差模增益可由式(2)給出

(2)

這里R1=R4,R2=R3,如果R1=10kΩ,R2=1kΩ,差模增益為11,從式(2)可知,根本不可能使編程增益為1。

3.1.1 二運放儀表放大器的共模增益

直流共模電壓引起的輸出電壓由式(3)給出

運用式(1),可得電路的CMRR的表達式為

因為分母中的電阻比總是接近1,不需要考慮儀表放大器的增益,我們可得到,二運放儀表放大器的CMRR隨差模增益的增加而增加。

在上述電阻網(wǎng)絡(luò )中,由于存在誤差,實(shí)際電阻值不可能完全等于標稱(chēng)值,即存在失配,可以將R1R3的實(shí)際值比它與R2R4之差值的百分率定義為失配。式(4)可以改寫(xiě)為

式中Mismatch為失配率。

編程增益的四個(gè)電阻間的任何不匹配都會(huì )直接影響CMRR。在環(huán)境溫度下,精密的電阻網(wǎng)絡(luò )通過(guò)微調可以達到最大精確度。電阻的溫度漂移造成的任何失配都會(huì )加劇CMRR的降低。

顯而易見(jiàn),高共模抑制的關(guān)鍵是電阻網(wǎng)絡(luò ),因此電阻比和相對應的漂移兩者都要很好的匹配,而電阻的絕對值和他們的絕對漂移卻不重要,關(guān)鍵在于匹配。

集成儀表放大器特別適合于增益編程電阻的比值匹配和溫度跟蹤。制作在硅片上的薄膜電阻的最初容差達到± 20%,制作過(guò)程中的激光修整使電阻間的比例誤差減小至0.01%。此外,各薄膜電阻值和溫度系數之間的相關(guān)變化很小,通常小于3×10- 6/℃。

圖4說(shuō)明在環(huán)境溫度下電阻失配的實(shí)踐結果。圖3中,電路CMRR的測量(增益為11)用到4個(gè)電阻,其失配約為0.1%(R1=9999.5Ω,R2=999.76Ω,R3=1000.2Ω,R4=9997.7Ω)。直流CMRR的值約為84dB(理論值為85dB),當頻率增加時(shí),CMRR迅速下降。圖4同時(shí)給出了電網(wǎng)干擾的輸出電壓的示波器波形。180Hz時(shí)200mV(峰-峰)諧波引起的輸出電壓約為800m V。由上述設定,一個(gè)輸入范圍為0～2.5V的12位數據采集系統的1sb權重為610mV。

A1同相端的Vin- 信號經(jīng)A1后產(chǎn)生的相移或延時(shí)將導致Vin- 和A1的輸出信號間出現向量誤差,引起整個(gè)頻率范圍內CMRR的降低。為保證一定的CMRR,Vin- 和A1輸出端的共模信號應有相同的相位和幅度,這只有在A(yíng)1沒(méi)有延時(shí)時(shí)才可能做到。選擇一個(gè)匹配的高速雙運放可以擴展頻率范圍,從而使CMRR保持平坦,但另一方面,高速運放會(huì )檢拾外部高頻干擾。另一個(gè)解決方法是在A(yíng)1的反相輸入端和地端之間接一個(gè)微調電容,缺點(diǎn)是必須手動(dòng)微調。

所以圖4的CMRR(在頻率范圍內)受兩個(gè)截然不同的參數的影響。在低頻時(shí),CMRR與編程增益電阻的失配直接關(guān)聯(lián),高頻時(shí),運放的差模閉環(huán)增益引起CMRR的降低。

3.1.2 二運放儀表放大器的共模范圍

二運放儀表放大器的輸入共模范圍受編程增益的影響。圖3中,A1工作在閉環(huán)增益為1.1時(shí),輸入端的任一共模電壓都被放大(即輸入共模電壓經(jīng)1.1倍放大后出現在A(yíng)1的輸出端)。

現在討論儀表放大器可編程增益為1.1時(shí)的情況(R1=1kΩ,R2=10kΩ,R3=10kΩ,R4=1kΩ)。A1的閉環(huán)增益為11,因為共模電壓會(huì )被放大,所以輸入共模范圍受A1輸出擺動(dòng)幅度的嚴格限制。在應用中,強制性使用低電壓引起的問(wèn)題特別嚴重,這種情況下,運用滿(mǎn)幅度放大器會(huì )增加一些擺動(dòng)范圍以緩解這個(gè)問(wèn)題。

三運放儀表放大器

圖5是三運放儀表放大器的結構,是分離和集成儀表放大器最常選的結構。整個(gè)增益的傳輸函數很復雜,當R1=R2=R3=R4時(shí),傳輸函數可以簡(jiǎn)化為

(6)

R5和R6設置為相同值(通常在10～50kΩ)。簡(jiǎn)單地調節RG的值,電路的整個(gè)增益可由單位值調至任意高的值。

3.2.1 三運放儀表放大器的共模增益

如所期望的,儀表放大器的共模增益的理論值為0。為計算共模增益,設定輸入端只有一個(gè)Vcm共模電壓(也即Vin+=Vin-=Vcm)。RG上沒(méi)有電壓降,A1,A2的輸出電壓也等于Vcm,設A1和A2理想匹配,因此第一個(gè)近似值即第一級共模增益等于單位值并獨立于編程增益。

假定運放A3是理想的,第二級共模增益由式(7)得到

代入式(1),共模抑制比就變?yōu)槭?8)

式中的分母比二運放儀表放大器時(shí)復雜得多,而正如式(4)所示,分母可用電阻的失配百分率來(lái)表示,即

在式(8)中,如果4個(gè)電阻都相等(或R1=R3,R2=R4),其分母就會(huì )變?yōu)?,而這幾個(gè)電阻的任何失配都會(huì )使共模電壓的一部分出現在輸出端。與二運放儀表放大器相似：任何電阻間溫度漂移的失配都會(huì )降低CMRR。

3.2.2 三運放儀表放大器的交流CMRR

如果A1,A2很好的匹配(即相同的閉環(huán)帶寬),CMRR就不會(huì )像二運放那樣迅速下降。對比一下圖2和圖4,三運放儀表放大器的CMRR在100Hz之前相對平坦,而二運放儀表放大器的CMRR在大約10Hz時(shí)就開(kāi)始降低。