電容負載穩定性：輸出引腳補償 之三

我們在圖 9.38 中在 INA152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF)。

圖 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 電路

　　從圖 9.39 我們可以看出模擬結果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我們預測的 10.98kHz，因此可以繼續分析。

圖 9.39：Zo 與 CL=10nF 時(shí)的 fp2 圖

圖 9.40：CL=10nF 時(shí)，Aol 修正曲線(xiàn)的 TINA 電路圖

　　現在我們可以對 CL=10nF 的實(shí)際 INA152 進(jìn)行 TINA 模擬，并使用圖 9.40 的電路將其與預測響應進(jìn)行對比。

　　圖 9.41 的 TINA 模擬結果顯示了 INA152 運算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1) 時(shí)造成的低頻極點(diǎn)以及 Zo 與 CL=10nF 在 fp2=11.02kHz 時(shí)產(chǎn)生的第二個(gè)極點(diǎn)。請記住，我們曾經(jīng)根據一階分析預測fp2=10.9kHz，并根據 CL=10nF 的等效 Zo 模型預測 fp2=11.01kHz。

圖 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲線(xiàn)的TINA 圖

　　我們在圖 9.42 中確定用于 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。此方法的圖形與適用于雙極性發(fā)射極跟隨器運算放大器的輸出引腳補償方法的圖形非常類(lèi)似。我們首先利用由 Zo 與 CL 造成的極點(diǎn) fp2 修正運算放大器的最初 Aol 曲線(xiàn)（見(jiàn)圖 9.41）。一旦創(chuàng )建了該曲線(xiàn)（修正 Aol，CL=10nF），我們就可以繪制從 CL=10nF 的Aol 修正曲線(xiàn)與 0dB 交叉點(diǎn)開(kāi)始的第二條曲線(xiàn)（最終修正 Aol）。從上述起點(diǎn)我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率畫(huà)到比 CL=10nF 的Aol修正曲線(xiàn)的 0dB 交點(diǎn)低一個(gè)十倍頻程的點(diǎn)(100kHz)。我們在 fzc1 極點(diǎn)將斜率修改為每十倍頻程為 –40dB。我們在 fpc2 極點(diǎn)與原始 INA152 Aol 曲線(xiàn)相交。通過(guò)使極點(diǎn)和零點(diǎn)相互保持在一個(gè)十倍頻程內以保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度，這樣上述建議的最終 Aol 修正曲線(xiàn)符合我們所有經(jīng)驗標準。另外，我們建議的最終Aol曲線(xiàn)修正還滿(mǎn)足在 fcl 極點(diǎn)閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩定性標準。

　　圖 9.43 詳細說(shuō)明基于 Zo 及 Slide 47 的預期最終Aol修正曲線(xiàn)的公式。此外，我們注意到在CCO 短路時(shí)由于 RCO 與 CL 相交造成的另一個(gè)高頻極點(diǎn)。

圖 9.43：輸出引腳補償公式：CMOS RRO

　　我們在圖 9.44 中建立一個(gè) TINA Spice 電路，用于證明可以預測 Zo、CCO、RCO 及 CL對 Aol 曲線(xiàn)所產(chǎn)生的影響的公式。

　　圖9.44：預測 Zo、CCO、RCO與CL 造成的Aol修正影響的 TINA 電路

圖 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影響

　　我們從圖 9.45 可以看出模擬結果，用于檢查針對 Zo、CCO、RCO 與 CL的 Aol 修正公式。預測的 fpc2=1kHz，實(shí)際 fpc2=1.23kHz；預測的 fzc2=10kHz，實(shí)際 fzc2=10.25kHz；預測的fpc3=106kHz，實(shí)際 fpc3=105.80kHz。根據我們的等效 Zo 模型，我們的預測非常接近模擬結果。

　　根據圖 9.43 的分析及相關(guān)模擬證明，我們可以創(chuàng )建如圖 9.46 所示的最終 Aol 修正預測。最終閉環(huán)響應 Vout/Vin 預計為平直曲線(xiàn)，直到環(huán)路增益在 fcl 位置達到零點(diǎn)，此時(shí)預計其遵循所示的Aol修正曲線(xiàn)。

圖 9.46：最終Aol 修正預測

　　圖 9.47 為采用最終輸出引腳補償的 AC 穩定性測試電路。最終可以產(chǎn)生由于輸出引腳補償與CL造成的Aol 修正曲線(xiàn)。

圖 9.47：AC 穩定性電路：輸出引腳補償