集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁集成部分的分析與設計

摘要：介紹了集成輸入濾波電感和倍流電感的推挽正激變換器。這種變換器具有平滑的輸入電流，簡(jiǎn)單的主電路，小的體積，高的效率和功率密度。分析了它的工作過(guò)程，對于磁集成部分給出了Z參數模型，并利用該模型，對變換器進(jìn)行了PSPICE仿真。最后通過(guò)試驗驗證了仿真結果。
關(guān)鍵詞：推挽正激；磁集成；倍流；Z參數雙端口模型
中圖分類(lèi)號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：0219―2713f2I)05)06一0001-06

0 引言
隨著(zhù)半導體技術(shù)的不斷進(jìn)步和集成技術(shù)的發(fā)展，微處理器的集成度越來(lái)越高。為了獲得高效率，微處理器的驅動(dòng)電壓呈低壓化走勢。從原來(lái)的3 3V降到l.8～l.lV左右，最終將降到0.6V。另一方面，微處理器的功能越來(lái)越強大，其內部功能電路也越來(lái)越多，其要求驅動(dòng)電流也越來(lái)越大，從以前的13A到目前的30～50A，以后將達到100A。面對這種趨勢，48V電壓總線(xiàn)的分布電源
系統相對于12V電壓總線(xiàn)的分布電源系統將更適合。
對于48V輸入電壓和lV左右的輸出電壓，變壓器的應用就變得十分必要。對于幾十A甚至上百A的變壓器副邊電路的輸出電流，倍流是一個(gè)非常有效的方法，因為，它一方面可以減小變壓器副邊和電感器上電流的有效值，另一方面還可以減小電流紋波，從而減小輸出電壓的紋波值。
然而，變壓器加上兩個(gè)倍流輸出電感，若采用單獨的磁性元件將會(huì )占用相當大的體積，則與提高功率密度這個(gè)目標相背離。
若采用磁集成技術(shù)，將變壓器和電感集成在同一磁芯上，將會(huì )大大減小體積從而提高了功率密度。
在集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器中，將輸入電感、變壓器、倍流電感集成到同一個(gè)磁芯上，則可在獲得良好的輸入、輸出效果的同時(shí)，還擁有很高的功率密度。

1 集成輸入濾波電感與倍流電感的推挽正激變換器
集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器拓撲如圖l所示。它的工作波形如圖2所示。在原邊電路中Cs1和Cs2與變壓器原邊繞組的漏感構成輸入濾波器。ip1與ip2相互疊加構成平緩的輸入電流。在副邊，變壓器的副邊繞組作為倍流電感。本電路的具體工作過(guò)程分析如下。

1)[t0-t1]t0之前S1、S2關(guān)斷，t0時(shí)刻S1開(kāi)通，繞組qb和ap一起承受正電壓Vin繞組p’a’、b’q’承受反電壓大小為2Vcs-Vin=Vin，Vds2大小為2倍Vin。Cs1及Cs2通過(guò)S1放電。ip1及ip3增大，ip2及ip4減??；設I0為負載電流，Ia為漏磁平均電流，Imag為磁化電流，n為變壓器變比。當ip1及ip3由Ia增大到時(shí)此過(guò)程結束[1]。
2）[t1-t2] S1開(kāi)通S2關(guān)斷，

繞組qb和ap一起隨正電壓Vin，而繞組p’a’、b’q’承受反電壓大小為Vin。
3)[t2-t3]t2時(shí)刻S1關(guān)斷。此時(shí)漏感要釋放能量，S2體二級管導通，提供ip1及ip2續流回路，此時(shí)線(xiàn)圈qb和a’p’一起承受Cs1上的電壓，ip1減小，ip2增大。ip3、ip4與ip1、ip2變化情況一樣。當ip1=ip2；ip3=ip4時(shí)這個(gè)階段結束。
4)[t3-t4] 在這整個(gè)時(shí)間段內，ip1=ip2=ip3=ip4=Ia，其中ip1、ip4共同沿著(zhù)qb-Cs1-b′q′支路；ip2、ip3共同沿著(zhù)p′a′-Cs2-ap支路。繞組qb，b′q′，ap，p′a′承受零電壓。
5)[t4-t8]此時(shí)間段電路工作過(guò)程分析與[t0-t4]時(shí)間段相同。
輸入電流iin=ip1+ip2可以知道，通過(guò)ip1和ip2紋波的相互抵消可以得到平緩的iin。而不需要加入輸入濾波電感，即在輸入端集成了輸入濾波電路。

2 磁集成部分的分析與PSPICE仿真
2.l 磁導一電容類(lèi)比建模法
在分析磁性元件時(shí)，人們一般是通過(guò)磁路一電路對偶變換法來(lái)進(jìn)行的[2]。但是它不能夠直接反映出磁件的電路參數與磁路參數的特性[2]。為此人們提出了另一種分析方法，即磁導一電容類(lèi)比建模法[2]。對于二端口繞組磁導電容類(lèi)比建模法用一個(gè)Z參數雙端口模型來(lái)表示。如圖3所示，圖3(a)表示二端口繞組，圖3(b)表示Z參數雙端口模型[3]。

圖3(a)中各參數說(shuō)明如下：V1是繞組兩端的的電壓；i1是繞組上的電流；繞組匝數是N；R是繞線(xiàn)電阻；磁動(dòng)勢為Fm。下面來(lái)確定圖3(h)中的參數。

首先確定Zt2。

假設，那么我們可以令

Z12=N （1）

式中：N為繞組的匝數。

則

式(2)正好反映了線(xiàn)圈內磁通變化產(chǎn)生的感應電動(dòng)勢。那么參數Z11的確定就可通過(guò)設來(lái)確定。

Z11的大小就是繞組的電阻R。
現在假設Z21=Z12
那么Z21i1=Ni1 （4）
式(4)正好表示了繞組通過(guò)電流時(shí)產(chǎn)生的磁動(dòng)勢。
最后來(lái)確定Z22。
我們將V2端口短路。
則Z21i1=-Z22i2 （5）
因為
所以Z22=A(A是磁芯的磁導)。
由此我們可以通過(guò)以下變化得到與圖3對應的圖4。

磁路與電路的基本類(lèi)比關(guān)系如表1[2]所示采用磁導一電容類(lèi)比建模法能夠直接建立起磁性繞組的電路模型，有利于簡(jiǎn)便地分析復雜的磁件，而且使磁件的仿真通過(guò)電路的仿真來(lái)實(shí)現。
2.2 集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁集成部分Z參數模型的建立
圖5是集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器示意圖。通過(guò)圖5，我們知道集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁件的磁芯為EI型，原邊有兩組中心抽頭繞線(xiàn)，副邊為一組中心抽頭繞線(xiàn)。原邊既作為變壓器的原邊，它們之間的捅感又作為輸入濾波電感，副邊既作為變壓器的副邊，又作為倍流輸出電感。為了簡(jiǎn)化分析，取原邊的一組繞組和副邊繞組束
作分析。如圖6所示。

根據前面分析可作出圖6的等效Z參數圖。如圖7所示。

根據上述3種情況的分析和滿(mǎn)足伏秒平衡，對于圖5所示的變換器穩態(tài)時(shí)滿(mǎn)足

式中：D為開(kāi)關(guān)管的導通時(shí)間除以1／2丌關(guān)周期。
2.3 集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器磁集成部分的PSPICE仿真
假設集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽止激變換器的輸入電壓為48V，輸出電壓為1．2V，輸出電流為40A。我們采用Z參數等效模型來(lái)進(jìn)行它的PSPICE仿真。
我們選取一對E32―3F3和PLT32 3F3磁芯。它們的各個(gè)參數如表2所列。

根據表2可求得C1=C2=2341.755nF

C3=534.968nF
取Np=4，N8=1
結合式(17)和式(19)
求得L′=0.367μH
L″=17.118μH
集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器PSPICE仿真電路圖和仿真波形如圖8及圖9所示。

3 實(shí)驗結果
根據上面的分析和方針，設計輸入48V，輸出1.2V、40 A的正激變換器。實(shí)驗結果中電流波形通過(guò)霍爾元件測得．圖10通道2是電源Vin的輸出電流波形，測量電阻120Ω，電流轉換比是1：1000，圖11中通道l是副邊同步整流管漏極電流的波形，測量電阻82il，電流轉換比是l：1000。
從實(shí)驗波形中可以看出，試驗結果與仿真分析相吻合

4 結語(yǔ)
通過(guò)仿真和實(shí)驗證明集成輸入濾波電感與倍流輸出電感的推挽正激變換器，利用變壓器的漏感而不需單獨的電感作為輸入濾波電感，而倍流輸出電感也通過(guò)變壓器的副邊繞組來(lái)實(shí)現。這樣，整個(gè)電路體積大大減小，而且相對于分立電感的結構來(lái)說(shuō)，損耗也小，噪聲源也少。由于本拓撲的磁什結構比較復雜．為此，我們采用磁導一電容類(lèi)比建模法來(lái)進(jìn)行分析。這種方法能夠直接用電路參數來(lái)描述磁件，從而使包含磁件的電路可以全部用電路參數來(lái)描述。這就使得整個(gè)電路分析容易，而且便于PSPICE仿真。