一種實(shí)用的BOOST電路

0 引言
在實(shí)際應用中經(jīng)常會(huì )涉及到升壓電路的設計，對于較大的功率輸出，如70W以上的DC／DC升壓電路，由于專(zhuān)用升壓芯片內部開(kāi)關(guān)管的限制，難于做到大功率升壓變換，而且芯片的價(jià)格昂貴，在實(shí)際應用時(shí)受到很大限制?？紤]到Boost升壓結構外接開(kāi)關(guān)管選擇余地很大，選擇合適的控制芯片，便可設計出大功率輸出的DC／DC升壓電路。
UC3S42是一種電流型脈寬調制電源芯片，價(jià)格低廉，廣泛應用于電子信息設備的電源電路設計，常用作隔離回掃式開(kāi)關(guān)電源的控制電路，根據UC3842的功能特點(diǎn)，結合Boost拓撲結構，完全可設計成電流型控制的升壓DC／DC電路，且外接元器件少，控制靈活，成本低，輸出功率容易做到100W以上，具有其他專(zhuān)用芯片難以實(shí)現的功能。

1 UC3842芯片的特點(diǎn)
UC3842工作電壓為16~30V，工作電流約15mA。芯片內有一個(gè)頻率可設置的振蕩器；一個(gè)能夠源出和吸入大電流的圖騰式輸出結構，特別適用于MoSFET的驅動(dòng)；一個(gè)固定溫度補償的基準電壓和高增益誤差放大器、電流傳感器；具有鎖存功能的邏輯電路和能提供逐個(gè)脈沖限流控制的PWM比較器，最大占空比可達100％。另外，具有內部保護功能，如滯后式欠壓鎖定、可控制的輸出死區時(shí)間等。
由UC3842設計的DC／DC升壓電路屬于電流型控制，電路中直接用誤差信號控制電感峰值電流，然后間接地控制PWM脈沖寬度。這種電流型控制電路的主要特點(diǎn)是：
1)輸入電壓的變化引起電感電流斜坡的變化，電感電流自動(dòng)調整而不需要誤差放大器輸出變化，改善了瞬態(tài)電壓調整率；
2)電流型控制檢測電感電流和開(kāi)關(guān)電流，并在逐個(gè)脈沖的基礎上同誤差放大器的輸出比較，控制PWM脈寬，由于電感電流隨誤差信號的變化而變化，從而更容易設置控制環(huán)路，改善了線(xiàn)性調整率；
3)簡(jiǎn)化了限流電路，在保證電源工作可靠性的同時(shí)，電流限制使電感和開(kāi)關(guān)管更有效地工作；
4)電流型控制電路中需要對電感電流的斜坡進(jìn)行補償，因為，平均電感電流大小是決定輸出大小的因素，在占空比不同的情況下，峰值電感電流的變化不能與平均電感電流變化相對應，特別是占空比，50％的不穩定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差，即使占空比50％，也可能發(fā)生高頻次諧波振蕩，因而需要斜坡補償，使峰值電感電流與平均電感電流變化相一致，但是，同步不失真的斜坡補償技術(shù)實(shí)現上有一定的難度。

2 Boost電路結構及特性分析
2.1 由UC3842作為控制的Boost電路結構
由UC3842控制的Boost拓撲結構及電路分別如圖1和圖2所示。

圖2中輸入電壓Vi=16~20V，既供給芯片，又供給升壓變換。開(kāi)關(guān)管以UC3842設定的頻率周期開(kāi)閉，使電感L儲存能量并釋放能量。當開(kāi)關(guān)管導通時(shí)，電感以V1／L的速度充電，把能量?jì)Υ嬖贚中。當開(kāi)關(guān)截止時(shí)，L產(chǎn)生反向感應電壓，通過(guò)二極管D把儲存的電能以(Vo-Vi)／L的速度釋放到輸出電容器C2中。輸出電壓由傳遞的能量多少來(lái)控制，而傳遞能量的多少通過(guò)電感電流的峰值來(lái)控制。
整個(gè)穩壓過(guò)程由二個(gè)閉環(huán)來(lái)控制，即
閉環(huán)1 輸出電壓通過(guò)取樣后反饋給誤差放大器，用于同放大器內部的2.5V基準電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓，誤差放大器控制由于負載變化造成的輸出電壓的變化。
閉環(huán)2 Rs為開(kāi)關(guān)管源極到公共端間的電流檢測電阻，開(kāi)關(guān)管導通期間流經(jīng)電感L的電流在Rs上產(chǎn)生的電壓送至PwM比較器同相輸入端，與誤差電壓進(jìn)行比較后控制調制脈沖的脈寬，從而保持穩定的輸出電壓。誤差信號實(shí)際控制著(zhù)峰值電感電流。
2.2 Boost升壓結構特性分析
Boost升壓電路，可以工作在電流斷續工作模式(DCM)和電流連續工作模式(CCM)。CCM工作模式適合大功率輸出電路，考慮到負載達到lO％以上時(shí)，電感電流需保持連續狀態(tài)，因此，按CCM工作模式來(lái)進(jìn)行特性分析。
Boost拓撲結構升壓電路基本波形如圖3所示。

ton時(shí)，開(kāi)關(guān)管S為導通狀態(tài)，二極管D處于截止狀態(tài)，流經(jīng)電感L和開(kāi)關(guān)管的電流逐漸增大，電感L兩端的電壓為Vi，考慮到開(kāi)關(guān)管S漏極對公共端的導通壓降Vs，即為Vi-Vs。ton時(shí)通過(guò)L的電流增加部分△ILon滿(mǎn)足式(1)。

式中：Vs為開(kāi)關(guān)管導通時(shí)的壓降和電流取樣電阻Rs上的壓降之和，約0.6~0.9V。
toff時(shí)，開(kāi)關(guān)管S截止，二極管D處于導通狀態(tài)，儲存在電感L中的能量提供給輸出，流經(jīng)電感L和二極管D的電流處于減少狀態(tài)，設二極管D的正向電壓為Vf，toff時(shí)，電感L兩端的電壓為Vo+Vf-Vi，電流的減少部分△ILoff滿(mǎn)足式(2)。

式中：Vf為整流二極管正向壓降，快恢復二極管約0.8V，肖特基二極管約0.5V。
在電路穩定狀態(tài)下，即從電流連續后到最大輸出時(shí)，△ILon=△ILoFf，由式(1)和(2)可得

如果忽略電感損耗，電感輸入功率等于輸出功率，即

由式(4)和式(5)得電感器平均電流

同時(shí)由式(1)得電感器電流紋波

式中：f為開(kāi)關(guān)頻率。
為保證電流連續，電感電流應滿(mǎn)足

考慮到式(6)、式(7)和式(8)，可得到滿(mǎn)足電流連續情況下的電感值為

另外，由Boost升壓電路結構可知，開(kāi)關(guān)管電流峰值Is(max)=二極管電流峰值Id(max)=電感器電流峰值ILP，

3 樣機電路設計

樣機的電路圖如圖2所示，是基于UC3842控制的升壓式DC／DC變換器。電路的技術(shù)指標為：輸入Vi=18V，輸出Vo=40V、Io=2A，頻率f≈49 kHz，輸出紋波噪聲1％。
根據技術(shù)指標要求，結合Boost電路結構的定性分析，對圖2的樣機電路設計與關(guān)鍵參數的選擇進(jìn)行具體的說(shuō)明。
3.1 儲能電感L
根據輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比。由式(4)得

當輸出最大負載時(shí)至少應滿(mǎn)足電路工作在CCM模式下，即必須滿(mǎn)足式(9)，

同時(shí)考慮在10％額定負載以上電流連續的情況，實(shí)際設計時(shí)可以假設電路在額定輸出時(shí)，電感紋波電流為平均電流的20％~30％，因增加△IL可以減小電感L，但為不增加輸出紋波電壓而須增大輸出電容C2，取30％為平衡點(diǎn)，即

L可選用電感量為140~200μH且通過(guò)5A以上電流不會(huì )飽和的電感器。電感的設計包括磁芯材料、尺寸、型號選擇及繞組匝數計算、線(xiàn)徑選用等。電路工作時(shí)重要的是避免電感飽和、溫升過(guò)高。磁芯和線(xiàn)徑的選擇對電感性能和溫升影響很大，材質(zhì)好的磁芯如環(huán)形鐵粉磁芯，承受峰值電流能力較強，EMI低。而選用線(xiàn)徑大的導線(xiàn)繞制電感，能有效降低電感的溫升。
3.2 輸出電壓取樣電阻R1、R2
因UC3842的腳2為誤差放大器反向輸入端，芯片內正向輸入端為基準2.5v，可知輸出電壓Vo=2.5(1+R1／R2)，根據輸出電壓可確定取樣電阻R1、R2的取值。
由于儲能電感的作用，在開(kāi)關(guān)管開(kāi)啟和關(guān)閉時(shí)會(huì )形成大的尖峰電流，在檢測電阻Rs上產(chǎn)生一個(gè)尖峰脈沖，為防止造成UC3842的誤動(dòng)作，在Rs取樣點(diǎn)到UC3842的腳3間加入R、C濾波電路，R、C時(shí)間常數約等于電流尖峰的持續時(shí)間。
3.3 開(kāi)關(guān)管S
開(kāi)關(guān)管的電流峰值由式(10)得
Iv(max)=ILP=5.11A
開(kāi)關(guān)管的耐壓由式(11)得
Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V
按20％的余量，可選用6A／50V以上的開(kāi)關(guān)管。為使溫升較低，應選用Rds較小的MOS開(kāi)關(guān)管，要考慮的是通態(tài)電阻Rds會(huì )隨PN結溫度T1的升高而增大。
圖4為實(shí)測開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)電壓波形和電流瞬態(tài)波形圖。

3.4 輸出二極管D和輸出電容器C2
升壓電路中輸出二極管D必須承受和輸出電壓值相等的反向電壓，并傳導負載所需的最大電流。二極管的峰值電流Id(max)=ILP=5.11A，本電路可選用6A／50V以上的快恢復二極管，若采用正向壓降低的肖特基二極管，整個(gè)電路的效率將得到提高。
輸出電容C2的選定取決于對輸出紋波電壓的要求，紋波電壓與電容的等效串聯(lián)電阻ESR有關(guān)，電容器的容許紋波電流要大于電路中的紋波電流。
電容的ESR△Vo/△IL=40x1％/1.33=O.3Ω。
另外，為滿(mǎn)足輸出紋波電壓相對值的要求，濾波電容量應滿(mǎn)足

根據計算出的ESR值和容量值選擇電容器，由于低溫時(shí)ESR值增大，故應按低溫下的ESR來(lái)選擇電容，因此，選用560μF／50V以上頻率特性好的電解電容可滿(mǎn)足要求。
3.5 外補償網(wǎng)絡(luò )
UC3842誤差放大器的輸出端腳l與反相輸入端腳2之間外接補償網(wǎng)絡(luò )Rf、Cf。 Rf、Cf的取值取決于UC3842環(huán)路電壓增益、額定輸出電流和輸出電容，通過(guò)改變Rf、Cf的值可改變放大器閉環(huán)增益和頻響。為使環(huán)路得到最佳補償，可測試環(huán)路的穩定度，測量Io脈動(dòng)時(shí)輸出電壓Vo的瞬態(tài)響應來(lái)加以判斷。
圖5為Cf選用0.0lμF和470pF時(shí)動(dòng)態(tài)響應控制波形的區別，上沖下降幅度和復位時(shí)間都有差別。

3.6 斜坡補償
在實(shí)用電路中，增加斜坡補償網(wǎng)絡(luò )，一般有二種方法，一是從斜坡端腳4接補償網(wǎng)絡(luò )Rx、Cx至誤差放大器反相輸入端腳2，使誤差放大器輸出為斜坡?tīng)?，再與Rs上感應的電壓比較。二是從斜坡端腳4接補償網(wǎng)絡(luò )Rx、Cx到電流感應端腳3，將在Rs的感應電壓上增加斜坡的斜率，再與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較，作用是防止諧波振蕩現象，避免UC3842工作不穩定，同時(shí)改善電流型控制開(kāi)關(guān)電壓的噪聲特性。本文采用方法二。
3.7 保護電路
當UC3842的腳3電壓升高超過(guò)1V或腳1電壓降到1V以下，都可使PWM比較器輸出高電平，造成PWM鎖存器復位。根據UC3842關(guān)閉特性，可以很容易在電路中設置過(guò)壓保護和過(guò)流保護。本電路中Rs上感應出的峰值電流形成逐個(gè)脈沖限流電路，當腳3達到1V時(shí)就會(huì )出現限流現象，所以，整個(gè)電路中的電感磁性元件和功率開(kāi)關(guān)管不必設計較大的余量，就能保證穩壓電路工作可靠，降低成本。

4 結語(yǔ)
按以上原理和計算設計丁輸入18V，輸出40V的80W升壓DC／DC電路，整個(gè)電路調試容易，工作穩定，可靠性高，效率達80％以上，特別是成本低，已應用于實(shí)際設備中。另外，可根據具體的電路指標要求，對電路靈活控制、變動(dòng)，設計出其他的應用電路。