倍頻式IGBT高頻感應加熱電源負載短路的保護

1 主電路工作原理分析
倍頻式ICBT高頻感應加熱電源主電路如圖1所示。電路在穩態(tài)下，通過(guò)S1~S4和D1~D4的輪流導通，換流支路和隔直電容之間進(jìn)行充放電，產(chǎn)生的振蕩電流流經(jīng)負載交流等效電阻RH，構成負載電流的正負半波。

其一個(gè)工作循環(huán)可分為表1中幾個(gè)階段。

2 負載短路分析
在負載短路時(shí)，逆變橋囚侵入干擾信號而產(chǎn)生直通短路，逆變橋輸入電壓突降為零。這時(shí)，原來(lái)儲藏在濾波電感Ld中的磁能和隔直電容Cd中的電能均分別以短路電流ids和iHs的形式向逆變電路釋放，等效電路圖為圖2(a)所示。橋中IGBT流過(guò)的短路電流is為

式中：ωs為振蕩電流的振蕩周期；
δs為振蕩電流的衰減系數。
這一浪涌電流由檢測電路檢巾并使保護電路立即動(dòng)作，發(fā)出過(guò)流信號，整流電路即由整流狀態(tài)向逆變電路過(guò)渡。逆變橋關(guān)斷時(shí)的等效電路如圖2(b)所示，短路電流ids移至Cd支路，Cd被充電，Cd端壓逐漸上升，短路電流下降，此后短路電流在Cd、Ld、以及吸收電路中R和C構成的回路中作振蕩衰減，直至能量消耗完為止。ids沿Ld流過(guò)，由于電路的慣性較大，電流增長(cháng)不多，近似于短路前的工作電流Ido，于是浪涌電路的幅值為Ism=IHsm+Ido (4)

要減小負載短路時(shí)產(chǎn)生的浪涌電流對功率管的沖擊，一般采用兩種方案：其一，實(shí)時(shí)檢測電流大小，當超過(guò)保護設定值時(shí)，保護電路立即動(dòng)作，這就要求保護電路的動(dòng)態(tài)特性非常好，包括檢測電路的延時(shí)、保護動(dòng)作電路的延時(shí)，在高頻電路中實(shí)現起來(lái)是很困難的；其二，主電路中采取限流元器件，使電路發(fā)生短路時(shí)，電流上升的速度緩慢，這樣保護電路有充足的時(shí)間來(lái)響應。在本系統中，考慮到電路頻率較高，容量較大，發(fā)生短路時(shí)要求保護很迅速，因此采用以上兩種方案相結合：檢測電路檢測到過(guò)流時(shí)，采用降柵壓慢關(guān)斷技術(shù)，增強功率器件的瞬時(shí)過(guò)流能力，而后保護電路動(dòng)作；同時(shí)，從式(3)可以看出，選擇合適的Cd和LT的值，可以在一定程度上減小浪涌電流的大小。
所謂降柵壓慢關(guān)斷技術(shù)指的是，當IGBT出現過(guò)流時(shí)，先將其柵極驅動(dòng)電壓降低，然后將其關(guān)斷，一是延長(cháng)了IGBT能夠承受過(guò)流的時(shí)間，二是可以降低器件受到過(guò)流沖擊的幅度。過(guò)流時(shí)器件通態(tài)壓降升高，管子瞬時(shí)熱損耗急劇增加，為防止器件熱損壞，過(guò)流時(shí)間應足夠短，一般10μs。SHARP公司的光耦合器PC929將這一功能和驅動(dòng)電路集成在一起，器件內部原理圖如圖3所示。

從圖3中可以看出，當過(guò)流發(fā)生時(shí)，PC929的腳⑨檢測到IGBT導通壓降升高，IGBT protectorcircuit作用使得IGBT的驅動(dòng)電壓降低，以限制IGBT的短路沖擊電流幅值。同時(shí)，可以將短路信號送至控制電路，并將IGBT驅動(dòng)信號關(guān)斷，避免器件因過(guò)流而損壞。將保護電路和驅動(dòng)電路集成，既可以減小保護電路響應時(shí)間，又可以減小外界噪聲干擾。
下面通過(guò)仿真來(lái)選擇合適的Cd和LT之值，從而減小短路浪涌電流峰值。一般來(lái)講，IGBT的瞬時(shí)承受浪涌電流的能力是其額定電流的2~3倍。因此，在該電路設計時(shí)取IGBT的瞬時(shí)承受的電流為250A，當直流電壓Ucd=500V時(shí)，為了使短路發(fā)生時(shí)不至于燒壞IGBT，從式(3)可知，Cd和LT必須滿(mǎn)足式(5)。

從減小短路電流的角度看，Cd要盡可能小，LT要盡可能大。但Cd過(guò)小，電路工作時(shí)存在以下缺點(diǎn)：隔直效果不理想；輸出電壓正弦失真度過(guò)高，輸出電壓降低，加熱效果不理想；反并二極管重新導通，增加二極管的電流容量，如圖4所示。

當LT過(guò)大時(shí)，電路工作時(shí)存在以下缺點(diǎn)：LT上的高頻壓降過(guò)高，使得輸出電壓降低；管子關(guān)斷時(shí)承受的正向阻斷電壓升高；內槽路諧振頻率減小，IGBT和二極管出現二次導通，如圖5所示。

圖6是LT/Cd=4，Cd=0.75μF，LT=3μH時(shí)的仿真波形，通過(guò)與圖4和圖5的對比可以看出，此時(shí)參數選擇最為合適。

上述仿真波形中存在的振蕩，均是由器件的寄生電容、二極管反向恢復過(guò)程引起的。
圖7是在LT從3μH變化到8μH時(shí)，管子關(guān)斷時(shí)承受的電壓波形和負載輸出電壓波形?？梢钥闯鯨T在這一范圍取值是比較合適的。

3 實(shí)驗結果
結合前面的分析，做了相關(guān)的實(shí)驗，其波形如圖8所示。該實(shí)驗中IGBT的工作頻率是50kHz，負載輸出頻率為100kHz。

圖8中曲線(xiàn)1是流過(guò)IGBT的電流波形，由于電流互感器方向與電流實(shí)際方向相反，所以，與曲線(xiàn)2所示的IGBT兩端電壓uds的波形邏輯相反。

從波形來(lái)看，實(shí)驗波形驗證了前面分析的正確性。

4 結語(yǔ)
采用IGBT作為功率開(kāi)關(guān)，利用倍頻電路的特性可以將電路推向高頻化。
在負載短路時(shí)，選擇合適的Cd和LT的值，可以在一定程度上減小浪涌電流的大小，從而更好地保護電路，保證了電路的可靠運行。