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一種基于三電平的單級PFC電路設計
作者：
時(shí)間：2010-11-21
來(lái)源：網(wǎng)絡(luò )
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基于上述假設，在階段1[t0，t1]：開(kāi)關(guān)管S3和S4導通。Boost電感(Lin)儲存能量，電感電流線(xiàn)性增加。流經(jīng)開(kāi)關(guān)管的電流是諧振電路和boost電感電流之和。諧振電路兩端電壓VAB為-Vbus／2；
階段2[t1，t2]：開(kāi)關(guān)管S4關(guān)斷，箝位二極管Dc2將其電壓箝位于Vbus／2。Boost電感電流將流經(jīng)上方一對開(kāi)關(guān)管并對其體電容放電。此時(shí)，VAB為零；
階段3[t2，t3]：開(kāi)關(guān)管S3關(guān)斷(由于其體電容被放電，S3將零電壓關(guān)斷)，電感電流繼續對中間儲能電容充電，S1、S2體電容放電，待其完全放電后，其體二極管導通。此時(shí)，VAB電壓為Vbus／2。
階段4[t3，t4]：開(kāi)關(guān)管S1和S2同時(shí)零電壓導通。Boost電感電流和諧振電路電流同時(shí)流經(jīng)S1、S2。此時(shí)VAB電壓不變，仍為Vbus／2；
階段5[t4，t5]：開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，電壓被箝位二極管Dc1箝位于Vbus／2。諧振電流流經(jīng)S2和Dc1，此時(shí)VAB的電壓降為零；
階段6[t5，t6]：開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷，諧振電流方向反轉，并對S3、S4體電容放電；完全放電后，其體二極管導通。直到下一個(gè)周期開(kāi)始，S3、S4將零電壓導通。
2 控制策略及穩態(tài)分析
2．1 控制策略
本文中的變換器由多個(gè)開(kāi)關(guān)管構成。其控制變量也不止一個(gè)。因此，在設計時(shí)，可以同時(shí)采用諧振電路的開(kāi)關(guān)頻率和boost電路的占空比兩個(gè)控制變量來(lái)分別達到控制輸出電壓和直流母線(xiàn)電壓的目的。本文分別選取boost電路的占空比來(lái)獲得需要的直流母線(xiàn)電壓。采用這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是，無(wú)論負載如何變化，都能得到所需要的直流母線(xiàn)電壓。
2．2 boost模式
本文設定的boost電路工作在DCM狀態(tài)下，這樣，當boost電感充電時(shí)，電感電流將從零開(kāi)始線(xiàn)性增加，其電流峰值為：
因此，在一個(gè)周期內，其平均電流為：
由于直流母線(xiàn)電壓的大小可根據不同的交流輸入電壓峰值而變化，其可表示為：
因此，當輸入交流電壓的范圍是90Vms～265Vms時(shí)，其直流母線(xiàn)電壓的大小為350～650V。
3 仿真結果
仿真時(shí)，假設經(jīng)過(guò)上述分析所設計的一個(gè)單級PFC電路的具體電路參數為：輸出電壓48 V，功率2．3 kW，Vin=90～265Vms，Lr=7μH，Cs=10nF，Cp=15 nF，N1／N2=4，Lin=0．95 μH，儲能電容Cbl=Cb2=4700μF。
若圖3所示為其輸入電壓和輸入電流的波形，且此時(shí)的交流輸入電壓Vin為265Vms。那么，圖4所示即為負載變化情況下的功率因數及直流母線(xiàn)電壓的仿真圖。由圖4可見(jiàn)，在不同的負載情況下，直流母線(xiàn)電壓基本維持在650 V左右；同時(shí)，該變換器也擁有較高的輸入功率因數。
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