高頻條件下IGBT驅動(dòng)電路的設計與仿真
當開(kāi)通驅動(dòng)信號加在CD端時(shí),在脈沖的上升沿,電容C1相當短路,通過(guò)門(mén)極電阻R1和加速電容C1向IGBT柵極提供較大電流,降低驅動(dòng)脈沖的上升時(shí)間,最終IGBT因uGE上升至15V而導通。同時(shí)因為NPN三極管Q5的門(mén)極通過(guò)R2接至低電平,因此處于截止狀態(tài),對IGBT的導通沒(méi)有影響;在脈沖平頂期,此時(shí),IGBT的輸入電容Cies已經(jīng)滿(mǎn)電,此時(shí)IGBT的G-E極之間相當于斷開(kāi),變壓器次邊VCD保持高電平。當脈沖下降沿到來(lái)時(shí),IGBT的輸入電容在這段時(shí)間要反向放電,若放電速度太快,會(huì )引起極大的關(guān)斷尖峰,造成IGBT的損壞;若放電速度太慢又會(huì )造成IGBT關(guān)斷時(shí)間過(guò)長(cháng),形成較大的拖尾電流,造成關(guān)斷損耗增加,降低效率。因此應該適當控制IGBT輸入電容的放電速度。在圖1的實(shí)用型驅動(dòng)電路中,可以通過(guò)改變Q5的限流電阻R2和加速電容C1的值來(lái)實(shí)現Cies適當放電:當C1較大,R2較小時(shí),一方面電容C1中儲存的電量較大,另一方面,三極管Q5基極電流大使得發(fā)射極電流大,因此Cies的放電速度較大;當C1較小,R2較大時(shí),Cies放電速度減小。又因為C1往往大于Cie-s,因此在輸入電容Cies放電結束后,即IGBT關(guān)斷后,C1上可能還殘存少量電量,若沒(méi)有適當的放電回路,這個(gè)電容經(jīng)過(guò)幾個(gè)脈沖周期后充滿(mǎn)電荷,而失去加速作用,所以要求C1在每個(gè)周期上升沿到來(lái)時(shí),電容上無(wú)存儲電荷,因此在IGBT的G-E端并聯(lián)電阻R3,給電容C1提供放電回路。D5為15V穩壓管,防止驅動(dòng)信號失控而造成的IGBT損壞。
3 仿真結果及分析
運用PSpice軟件在脈沖頻率50kHz,占空比為50%,輸入電壓600伏,負載600歐的條件下來(lái)對比該實(shí)用型驅動(dòng)電路與普通驅動(dòng)電路的驅動(dòng)效果。圖2為仿真波形圖,從波形圖可以看出,在脈沖信號(V(V1))的上升沿普通的驅動(dòng)信號也快速上升,使得流經(jīng)IGBT集射極電流(圖中間的I(R1))急劇上升,而實(shí)用驅動(dòng)信號有一個(gè)可適宜的的斜率,防止因du/dt過(guò)大而造成的對IGBT的損害,并能可以通過(guò)調節R1的值來(lái)以使集射極電流以一個(gè)適宜的斜率上升。在脈沖信號的下降沿,普通驅動(dòng)的集射極電流拖尾時(shí)間長(cháng)為2.7μs,而采用實(shí)用型驅動(dòng)電路的CE端電流拖尾時(shí)間只有1.3,下降時(shí)間的減少,有利于減少I(mǎi)GBT集射極二端電流與電壓共同作用時(shí)而產(chǎn)生的功耗,能夠較好減少關(guān)斷損耗,提高效率。本文引用地址:http://dyxdggzs.com/article/179257.htm
4 結束語(yǔ)
通過(guò)以上分析可知,IGBT的門(mén)極驅動(dòng)條件密切地關(guān)系到IGBT的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。門(mén)極電路的開(kāi)通電壓,關(guān)斷電壓,開(kāi)通電壓上升率,關(guān)斷電壓下降率對IGBT的通態(tài)電壓、開(kāi)關(guān)速率、開(kāi)關(guān)損耗、承受di/dt電壓等參數有不同程序的影響。調節R1可獲得適宜的脈沖前沿上升率,即保證IGBT能在盡量短的時(shí)間內導通,又保證不會(huì )因為du/dt過(guò)大而產(chǎn)生尖峰或對IGBT造成損壞;取適宜C1值,使電容C1即能引收因高頻開(kāi)關(guān)造成的尖峰。又能與R2配合,加快IGBT的關(guān)斷,減小平均拖尾電流的大小和拖尾電流存在的時(shí)間,上述參數的大小一般要通過(guò)多次試驗來(lái)確定,以達到最佳驅動(dòng)將是。
此驅動(dòng)電路已經(jīng)在2000W高頻移相軟開(kāi)關(guān)直流電源中得到應用。由于其只采用簡(jiǎn)單的分立式元件,不需要專(zhuān)業(yè)芯片,結構簡(jiǎn)單,成本低廉。而且可靠性高,因此非常適合小功率的IGBT開(kāi)關(guān)電路,具有很大的應用前景。
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