利用無(wú)需光耦合器的反激式隔離電源解決設計難題
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技術(shù)方案與實(shí)用技巧
外部電阻分壓器R1/R2改變反激電壓的大小，反激電壓出現在圖2中的反饋引腳上。然后，反饋放大器與內部帶隙基準作電壓比較。這個(gè)反饋放大器實(shí)際上是一個(gè)互導放大器，其輸出僅在反激期間連接到 Vc。Vc 引腳上的外部電容器匯合凈反饋放大器電流，以提供控制電壓來(lái)設定電流模式跳變點(diǎn)。由于整個(gè)環(huán)路是高增益的，因此FB 引腳上的調節電壓近似等于帶隙基準 VFB。到此為止，一直在以偽 DC 方式看待反激式反饋放大器的工作。但是反激信號是一個(gè)脈沖，而不是一個(gè) DC 電平。必須在電路上做好防備，以實(shí)現僅在反激脈沖出現時(shí)啟動(dòng)反激放大器。這是由控制器內部的“使能”電壓實(shí)現的。需要定時(shí)信號來(lái)啟動(dòng)和禁止反激式放大器，以確保反饋信號在恰當的時(shí)間采樣，這由 LT3825 自動(dòng)控制。本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/177929.htm
LT3825 通過(guò)反激脈沖的動(dòng)作影響對輸出電壓的調節。如果輸出開(kāi)關(guān)沒(méi)有接通，就沒(méi)有反激脈沖，而且也不提供輸出信息。這造成了不規則的環(huán)路響應和啟動(dòng)問(wèn)題。該解決方案要求主端開(kāi)關(guān)在每個(gè)振蕩器周期中具有一個(gè)絕對最小接通時(shí)間。如果輸出負載低于上述情況下所產(chǎn)生的負載，那么通常會(huì )采取強制連續工作的方式。主端開(kāi)關(guān)關(guān)閉時(shí)，出現反激脈沖。不過(guò)，要經(jīng)過(guò)一定的時(shí)間，直至變壓器主端電壓波形反映輸出電壓波形。部分原因是主端 MOSFET 漏極節點(diǎn)有一定的上升時(shí)間，但更重要的原因是變壓器存在漏電感。變壓器漏電感在主端引起電壓尖峰，這個(gè)尖峰與輸出電壓沒(méi)有直接關(guān)系。反饋放大器電路的內部穩定也需要一定的時(shí)間。為了不受這些因素的干擾，在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)指令和反饋放大器啟動(dòng)之間引入了固定延遲，這叫做使能延遲期。
反饋放大器一旦啟動(dòng)，就需要一定的機制來(lái)禁止它。這是由故障分離比較器實(shí)現的 ，反激電壓(FB)與一個(gè)固定基準(標稱(chēng)值為 80% VFB)作比較。當反激波形下降到低于基準電平時(shí)，就禁止反激放大器。反饋放大器一旦使能，就會(huì )在一個(gè)固定的最短時(shí)間內保持工作，這個(gè)最短時(shí)間叫做“最短使能時(shí)間”。這是為了防止鎖定，尤其是在輸出電壓異常低的時(shí)候(例如在啟動(dòng)時(shí))。最短使能時(shí)間確保 VC 節點(diǎn)電壓能夠升高，并將電流模式跳變點(diǎn)提高到故障檢測系統能夠恰當工作的水平。這個(gè)時(shí)間由單個(gè)電阻在內部設定。該反饋放大器僅在一個(gè)周期的部分時(shí)間內使能工作。這可以在一個(gè)固定的最小使能時(shí)間和一個(gè)大約為開(kāi)關(guān)“斷開(kāi)”時(shí)間與使能延遲時(shí)間之差的最大值之間變化。此外，LT3825 的同步整流器輸出(SG 引腳)使得驅動(dòng)同步副端整流器 MOSFET 很簡(jiǎn)單，同時(shí)還可保持很少的器件數。設定 Q2 相對于 Q1 的死區時(shí)間僅需要用一個(gè)電阻編程。由于避免了傳統的、更復雜的和分立的定時(shí)電路，因此允許設計師設定最佳死區時(shí)間，因為這種定時(shí)在 LT3825 內得到了很好的控制。該集成電路也不需要副端同步控制器集成電路以及與其相關(guān)的電路。
LT3825 反激式無(wú)光耦合器同步隔離控制器設計允許設計師改善響應時(shí)間和效率，同時(shí)在反激式隔離設計中保持卓越的負載和電壓調節。它允許較少的器件數，簡(jiǎn)化了實(shí)施，而且無(wú)需光耦合器。
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