交流調速系統硬件接口電路設計方法研究

1 引言

　　長(cháng)期以來(lái)，由于交流異步電機結構簡(jiǎn)單、運行可靠、制造成本低等諸多優(yōu)點(diǎn)，其應用越來(lái)越廣泛。但因異步電機是一個(gè)多變量、非線(xiàn)性、強耦合的被控對象，磁通和轉矩耦合在一起，不能對磁通和轉矩分別控制，因此一直沒(méi)有獲得高性能的交流調速系統，直到70年代才有了突破性發(fā)展。在eblashke和w.flotor提出了“感應電機磁場(chǎng)定向的控制原理”后，文獻［2，3］對基于逆系統理論和基于微分幾何控制理論的解耦方法，以及如何對異步電動(dòng)機解耦做了介紹。在交流調速理論發(fā)展的同時(shí)，人們也在研究交流調速系統硬件接口電路的設計方法。隨著(zhù)高性能dsp芯片、電力電子器件的出現，交流調速系統的硬件電路設計也逐漸形成標準。本文詳細介紹了一種基于dsp的交流調速系統硬件接口電路設計的方法，對各個(gè)電路如采樣電路、轉速反饋接口電路、驅動(dòng)電路的主要功能及電路元器件參數的選擇給出了詳細的說(shuō)明，實(shí)驗證明這種方法是可行的。

2 主電路設計

　　本文的設計實(shí)驗對象為：額定功率為55kw，額定電壓為440v，額定電流為90a，額定轉速為1800r/min的異步電機。調速系統原理圖如圖1所示。

　　本設計選取了tms320f2812系列定點(diǎn)dsp作為電動(dòng)機控制主芯片，圍繞它展開(kāi)了硬件接口電路的設計。具體包括：電流采樣電路的設計，速度檢測環(huán)節的設計，功率開(kāi)關(guān)器件的驅動(dòng)電路設計等幾個(gè)方面。因為本文以硬件設計為主，故在其他方面如park變換，clarke變換等軟件設計方面不予以贅言。

3 電流采樣電路的設計

　　3.1電流采樣電路

　　電流采樣電路的目的是在閉環(huán)控制系統中實(shí)時(shí)得到反饋的交流電動(dòng)機定子電流信號，即將傳感器檢測到的電流信號進(jìn)行放大，偏置輸出到dsp的a/d接口，將電流信號轉換成dsp可識別的數字信號，以方便dsp進(jìn)行處理。因為本課題研究的是三相平衡系統ua+ub+uc=0，故只需要檢測其中兩路電流即可。

　　3.2電流傳感器的選擇

　　根據異步電機的數學(xué)模型可知，定子電流檢測的精度和實(shí)時(shí)性是整個(gè)矢量控制系統精度的關(guān)鍵。因此，對電流的檢測要求精度高和速度快，顯然普通的電流傳感器很難滿(mǎn)足要求。根據設計要求，試驗電動(dòng)機的額定電流為90a，考慮兩倍的安全裕量，實(shí)際定子電流取到180a。本實(shí)驗選取深圳市貝爾特電子有限技術(shù)公司出品的csns200m-002電流傳感器。該電流傳感器的原邊電流為200a，與預選的電流值（180a）很接近，滿(mǎn)足選取原則。

　　3.3運算放大器的選擇

　　本文所研究設計的系統中電機線(xiàn)電流變化范圍從0a～90a，變化范圍很大。如果在如此寬的范圍之內，電流信號采用一個(gè)固定的放大倍數，精度堪憂(yōu)。所以初級采用可編程放大器ad526，通過(guò)調節放大倍數來(lái)滿(mǎn)足要求，并由ad526產(chǎn)生正的1.65v的電壓信號。由于tms320f2812要求的電壓為3.3v，所能識別的僅是正的電壓值，而電流信號為正負交替的交變信號，因此，需要有一個(gè)減法比較環(huán)節將正、負信號做減法運算，由比較環(huán)節最終輸出的電壓值就是可以為tms320f2812所能使用的電壓值。

　　設計中先將霍爾的電流信號通過(guò)電阻轉化為電壓信號，為了防止電壓過(guò)高或過(guò)低，設計了由二極管構成的限幅電路，由于電流反饋具有較大的噪音紋波，因而采用低通濾波電路?？紤]到現場(chǎng)環(huán)境的影響以及其他未可預知的干擾，在本設計中，選取了op27型放大器。

　　3.4采樣電阻的計算

　　由電流傳感器的變比2000:1，及原邊電流值大?。?00a，ad526輸出電壓為1.65v，可以求出采樣電阻r9《16.5ω，故可取r9=10ω。其中，a相電流的采樣電路如圖2所示，b相與其相同。

4 轉速反饋接口電路設計

　　起動(dòng)的快速性是電動(dòng)機的基本要求。以目前無(wú)位置傳感器控制技術(shù)發(fā)展的情況來(lái)看，由于低速特別是起動(dòng)瞬間反電動(dòng)勢非常低，控制精度和性能并不理想。因此有必要保留位置速度傳感器。

　　4.1編碼器的選擇

　　與旋轉變壓器相比，光電編碼器信號處理簡(jiǎn)單、噪聲容限大、易于實(shí)現高分辨率。特別是在選用tms320f2812作為控制器的情況下，光電編碼器可以通過(guò)dsp的qep接口十分方便地實(shí)現與控制器的連接。

　　本設計選用了sumtak株式會(huì )社產(chǎn)的lhe-055-2000型帶u、v、w信號增量式光電編碼器。它輸出12路信號：a、b、z、u、v、w以及他們的補信號a’、b’、z’、u’、v’、w’。其中a、b、a’、b’為占空比為50％的方波，2000p/r。u、v、w、u’、v’、w’以轉子每360°電角度為一個(gè)循環(huán)周期。u、v、w（或u’、v’、w’）相差120°，按照u、v、w（或u’、v’、w’）不同組合，可以把一對轉子磁極分為6個(gè)等距區間。所以在電機起動(dòng)時(shí)，可以先根據u、v、w信號按照無(wú)刷直流電動(dòng)機控制，使電機運行起來(lái)，待檢測到z信號，按照事先確定好的轉子磁極位置確定定子磁鏈初值，然后轉入直接轉矩控制。通常把z信號定位于a相繞組反電動(dòng)勢的過(guò)零點(diǎn)，此時(shí)，轉子磁極軸線(xiàn)正好與a相繞組軸線(xiàn)重合。

　　其中a、b信號分別通過(guò)qep1、qep2接到lf2407a上；而z信號通過(guò)cap3接到lf2407a上；u、v、w是以60°電角度為周期的數字信號，分別通過(guò)qep1、qep2、qep3接到lf2407a上。

　　4.2 26c32的使用

　　由于光電編碼器內部集成了26c31芯片，所以由它引出了a、b、z、u、v、w以及他們的補信號a’、b’、z’、u’、v’、w’以及地線(xiàn)和電源線(xiàn)，但是這些線(xiàn)不能直接接到dsp上，這里就需要用26c32來(lái)接接收由26c31引出的所有線(xiàn)路。

　　由于26c32可以同時(shí)接受四路信號，所以，a、b、z、a’、b’、z’信號可以同時(shí)與26c32的ina1、ina2、inb1、inb2、inc1、inc2端相連，輸出端outa、outb、outc端分別接到光耦6n137芯片上輸出再與tms320f2812的qep1、qep2、int1相連，以完成轉速環(huán)節的接口電路。

　　本來(lái)光電脈沖編碼器的a、b輸出可以直接接到tms320f2812的qep1、qep2上，但為保護起見(jiàn)，還得加上高速光電隔離。圖3中是a路信號的接口電路，b、z路接口電路與此相同。它主要由ti公司的光耦6n137組成。這里用快速光耦的原因是：碼盤(pán)輸出的信號的頻率最高接近60khz，而普通光耦的開(kāi)通和關(guān)斷延時(shí)就有幾個(gè)微秒，無(wú)法滿(mǎn)足要求。在tms320f2812中將捕獲單元配置成正交編碼脈沖模式，在這種模式下，兩個(gè)16位通用定時(shí)器t1和t2可工作于qep模式的16位或32位雙向計數器。qep電路直接處理光電編碼器輸出的兩路相位相差90°的兩路脈沖，只要將這兩路脈沖分別接到qep1、qep2即可。qep模式對兩路脈沖的前后沿均進(jìn)行計數，無(wú)需外部的倍頻電路。而且它能根據兩路脈沖的先后次序判別電機的轉向，省去了外部辯向電路，增加了系統的可靠性。在信號隔離功能之外，光耦還起到濾除脈沖尖峰和毛刺，增強抗干擾能力。

5 驅動(dòng)電路的設計

　　ipm的驅動(dòng)隔離電路如圖4所示。盡管在lf2407a輸出的pwm中已經(jīng)加入了死區時(shí)間，本系統設計中依然從硬件方面采取措施，如圖4所示，gel器件22v10d在lf2407a之后，保證同一相的上、下橋臂的互鎖。為了增強驅動(dòng)信號的帶負載能力，在22v10d的輸出之后串入一片緩沖器——mc1413。當驅動(dòng)信號發(fā)生錯誤，lf2407a發(fā)出一個(gè)錯誤信號false，并點(diǎn)亮發(fā)光二極管ledintpend。緩沖器mc1413的輸出經(jīng)過(guò)快速光耦hcpl4503隔離，驅動(dòng)ipm。圖中只畫(huà)出了a相上橋臂的電路，其他橋臂的電路與此相同。hcpl4503下面的光耦til117的一次側接到ipm的故障輸出引腳5上。

6 結束語(yǔ)

　　基于以上對交流調速系統硬件接口電路設計方法的研究，我們進(jìn)行了異步電機的矢量控制實(shí)驗。實(shí)驗結果證明了該系統能可靠穩定運行。同時(shí)該系統對于過(guò)流有很快的響應性，對系統有保護作用，實(shí)踐證明該設計方法符合控制設計要求，具有一定的電路設計典型性并可應用在交流調速系統中。