纖巧的數字預失真接收器集成了 RF、濾波器和 ADC

在蜂窩基站中，功率放大器 (PA) 消耗的電功率比其他任何組件都多，因此就服務(wù)提供商而言， PA 是增大運營(yíng)支出的一個(gè)重要因素。復雜的數字調制方法要求 PA 具有極高的線(xiàn)性，因此必須在遠低于飽和區的范圍內驅動(dòng)功率放大器，在這個(gè)區域內， PA 的效率最高。為了提高 PA 的效率，設計師使用了數字技術(shù)，以降低波峰因數，并改善 PA 的線(xiàn)性度，從而允許 PA 在靠近飽和區的范圍內工作。數字預失真 (DPD) 是首選的 PA 線(xiàn)性化方法。數字預失真算法受到了大量關(guān)注，不過(guò)還有一個(gè)關(guān)鍵組件，即 RF 反饋接收器。

數字預失真接收器的要求
數字預失真接收器將 PA 的輸出從 RF 信號轉換回數字信號，是反饋環(huán)路的一部分 (參見(jiàn)圖 1) 。關(guān)鍵設計要求是，輸入頻率范圍和功率大小、中頻以及要數字化的帶寬。在這些要求中，有些可以直接從 PA 的性能規范中得出，有些是在設計時(shí)優(yōu)化的?；鶐Оl(fā)送信號被上變頻至載頻，并被限定在由 WCDMA、TD-SCDMA、CDMA2000、LTE 等空中接口標準所規定的頻段內。由于 DPD 環(huán)路的用途是測量 PA 傳遞函數，因而不必分離載頻或對數字數據進(jìn)行解調。PA 非線(xiàn)性將產(chǎn)生奇數階的互調分量，這些分量會(huì )在相鄰通道和交替通道中形成頻譜增生。3 階分量出現在 3 倍于期望通道帶寬的范圍之內 (見(jiàn)圖 2)。同樣，5 階分量和 7 階分量則分別處在 5 倍和 7 倍于期望通道帶寬的范圍以?xún)?。因此，DPD 接通器必須獲得一個(gè)與正在進(jìn)行線(xiàn)性化處理的互調分量之階數相等的發(fā)送帶寬倍數。

圖 1：數字預失真信號鏈路

圖 2：互調分量

目前的開(kāi)發(fā)趨勢是將所需通道混頻至中頻 (IF) ，并捕獲所有互調分量的全部帶寬。要準確選擇中頻以減輕濾波負擔，并避開(kāi)按照規范要求已經(jīng)確定的其他頻率。類(lèi)似地，采樣率也要選擇為數字調制芯片速率的倍數，例如，在 WCDMA 情況下為 3.84MHz。最后，奈奎斯特 (Nyquist) 定理要求，采樣率必須至少是采樣帶寬的 2 倍。盡管很多配置都是可接受的，但是這里僅列出一組滿(mǎn)足這些限制的配置，中頻為 184.32MHz，ADC 采樣率為 245.76MHz，帶寬為 122.88MHz。

在 20W PA 的情況下，平均輸出功率是 43dBm。峰值對平均值之比 (PAR) 約為 15dBm。為了將接收鏈路混頻器的平均輸入功率設定為 -15dBm，耦合器和衰減器合起來(lái)的插入損耗必須是 58dB (參見(jiàn)圖 1)。WCDMA 標準規定， PA 的帶內噪聲最大為 -13dBm/MHz (-73dBm/Hz)。因此，耦合器和衰減器 (-58dB) 及 PA 噪聲限制 (-13dBm/MHz) 合起來(lái)，要求接收器靈敏度必須低于 -71dBm/MHz (-131dBm/Hz)。為了提供充足的裕度，至少需要比這個(gè)值好 6dB 至 10dB 的數值。這就為數字預失真接收器設定了頻率計劃、功率大小和靈敏度要求。

集成的數字預失真接收器
一旦確定了系統要求，便可著(zhù)手采用一個(gè)混頻器、IF 放大器、ADC、無(wú)源濾波、匹配網(wǎng)絡(luò )和電源旁路來(lái)實(shí)作電路。盡管計算和仿真很有用，但無(wú)可替代的是對真實(shí)硬件的評估，這種評估一般會(huì )導致印刷電路板 (PCB) 的多次迭代。不過(guò)，基于凌力爾特微型模塊 (µModule®) 封裝技術(shù)的新一類(lèi)集成式接收器極大地簡(jiǎn)化了這個(gè)任務(wù)。LTM®9003 數字預失真 µModule 接收器是一款全面集成的數字預失真接收器，尤其是在單個(gè)器件中完成了 RF 至數字信號的轉換。

LTM9003 由高線(xiàn)性度有源混頻器、中頻放大器、L-C 帶通濾波器和高速 ADC 組成 (參見(jiàn)圖 3)。導線(xiàn)連接的裸片組裝確?？傮w外形尺寸非常緊湊，但與傳統封裝可能做到的相比，仍然允許基準和電源旁路電容器放置在更加靠近芯片的地方。這減少了噪聲使 ADC 保真度降低的可能性。這一理念應用到了 LTM9003 接收器鏈路中到處都在使用的高頻布局方法中。

圖 3：集成式數字預失真接收器 LTM9003

這種集成消除了驅動(dòng)高速 ADC 的很多挑戰。線(xiàn)性電路分析不可能解釋 ADC 采樣與保持切換動(dòng)作所產(chǎn)生的電流脈沖。傳統的電路布局需要多次迭代，以確定吸收這些脈沖的輸入網(wǎng)絡(luò )，輸入網(wǎng)絡(luò )是帶外可吸收的，而且不能無(wú)縫地與前置放大器一起運行。中頻放大器還必須能在不增加失真的前提下，驅動(dòng)這個(gè)網(wǎng)絡(luò )?？朔@些挑戰可能是 LTM9003 微型模塊接收器最了不起的特性。

無(wú)源帶通濾波器是 3 階濾波器，具有極平坦的通帶。在該頻帶 25MHz 的中心頻率處，該濾波器展現了不到 0.1dB 的紋波，而且整個(gè) 125MHz 通帶上的紋波僅為 0.5dB。這種 3 階配置確保了頻率響應的肩部是單調的，這對很多數字預失真算法而言都是很重要的。

LTM9003 的總體性能極大地超過(guò)了以上描述的系統要求。單音為 -2.5dBm，這在 ADC 端相當于 -1dBFS，信噪比 (SNR) 典型值為 -145dBm/Hz。這一數字遠低于 WCDMA 標準要求的 -131dBm/Hz 的目標值。最壞情況下的諧波為 60dBc。25.7dBm 的 IIP3 數值意味著(zhù)，如果 PA 的線(xiàn)性足夠好，那么 LTM9003 能支持 87dBc 的 ACPR。即使使用最佳功率放大器時(shí)的系統要求和功能，LTM9003 也能遠遠超過(guò)。整個(gè)鏈路使用 3.3V 和 2.5V 電源時(shí)，消耗約 1.5W 功率，然而僅需占用 11.25mm x 15mm 的電路板面積。

其他可供選擇的配置
另外，µModule 技術(shù)還提供了一種出乎預料的靈活性。通過(guò)調整無(wú)源組件的參數值或替換作為一個(gè)組而優(yōu)化的多個(gè) IC，就能夠提供專(zhuān)用版本的 LTM9003，而不會(huì )犧牲性能或增加復雜性。

例如，LTM9003-AA 采用一個(gè)低功率、硅鍺有源混頻器，該混頻器用 3.3V 電源工作。2 × RF - 2 × LO 分量產(chǎn)生 60dBc 的二次諧波，這是頻譜中最嚴重的雜散噪聲。用一個(gè)類(lèi)似的 5V 器件替換該混頻器，就能以功耗為代價(jià)降低這一雜散噪聲。在 LTM9003-AB 中，該二次諧波就減小了 4dB。類(lèi)似地，更換消耗較低功率的 210Msps ADC，就可以降低采樣率，另外還可以改變 L-C 濾波器的值，以實(shí)現不同的濾波器帶寬，但仍然能實(shí)現卓越的通帶平坦度。

封裝小，受益大
采用 LTM9003 實(shí)現 PA 線(xiàn)性化的好處體現在幾個(gè)層面。從高端層面來(lái)看，數字預失真允許以較少的回退運行 PA。結果是， PA 的效率更高，因此在提供同樣的輸出功率時(shí)，本身消耗的功率較低。從電路板層面來(lái)看，微型模塊封裝將所有關(guān)鍵組件 (包括無(wú)源濾波器和去耦組件) 集成到一個(gè)非常小的面積上。這極大地節省了電路板面積、簡(jiǎn)化了布局并提高了性能。這種集成可以實(shí)現高性能遠端射頻頭 (RRH)。

從工程層面來(lái)看，使用 LTM9003 可節省時(shí)間。濾波器設計和組件匹配需要 PCB 迭代，以得到恰當的設計。設計一個(gè)不受 ADC 采樣和保持電路切換動(dòng)作干擾的濾波器尤其具挑戰性。甚至更換電源去耦電容器也會(huì )影響總體性能，并可能需要修改電路板布局。這類(lèi)任務(wù)可能耗費數月工程設計時(shí)間，以調試每次修改的版本，并評估引入的變化。而采用 LTM9003 意味著(zhù)這些工作都已經(jīng)完成了。

結論
盡管數字預失真的數字算法引起了相當大的關(guān)注，但是模擬接收器設計要求也是很苛刻的。LTM9003 微型模塊接收器在單個(gè)纖巧封裝中集成了整個(gè)接收器，從而簡(jiǎn)化了這種設計。

圖 4：中頻響應

圖 5：64k 點(diǎn)雙音 FFT

圖 6：2.14Gz 時(shí)，4 通道 WCDMA 輸入的 FFT