高效率綠色模式開(kāi)關(guān)電源控制器設計方案

當變換器工作在Burst 模式時(shí)，電感電流峰值的最小值被控制在150mA 左右，不再隨著(zhù)負載的降低而降低，即Vpeak 信號不再受誤差放大器輸出控制。 Bur st 模式工作狀態(tài)和休眠狀態(tài)(sleep mode) 的切換主要由一個(gè)Bur st 比較器控制。 該比較器是一個(gè)典型的遲滯比較器，它的遲滯窗口直接決定了在Bur st 工作模式下輸出電壓的紋波大小。 輸出電壓的波動(dòng)反饋到Bur st 比較器，當反饋電壓超過(guò)比較器上限時(shí)，Bur st 比較器輸出會(huì )強制功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷幾個(gè)周期，進(jìn)入休眠狀態(tài);反之，當反饋電壓低于比較器下限時(shí)，Burst 比較器的輸出允許功率開(kāi)關(guān)按正常方式工作。 因此，在工作情況下，功率開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)頻率依然是恒定的，而且，在負載恒定的情況下，休眠狀態(tài)和工作狀態(tài)的交替過(guò)程也是按恒定頻率進(jìn)行的。 每個(gè)Burst 工作過(guò)程視負載變化而定：在非常輕的負載下只持續幾個(gè)周期，而在重載情況下可能持續多個(gè)周期或者保持連續工作。 在Bur st 工作周期之間的休眠階段，功率開(kāi)關(guān)和其他一些不必要的電路都被關(guān)斷，從而進(jìn)一步減小靜態(tài)功耗，此時(shí)的負載電流完全由輸出電容供給。

2. 3 模式轉換

在多模式控制的變換器中，由于在輕重載條件下采用不同的控制策略，會(huì )在負載變化和模式切換的時(shí)候產(chǎn)生一些問(wèn)題：一是當負載電流正好在所設定的模式切換點(diǎn)附近波動(dòng)時(shí)，會(huì )使變換器在兩種工作模式間反復切換，極容易造成工作狀態(tài)不穩定;二是在模式切換的瞬間會(huì )產(chǎn)生較大的過(guò)沖電壓，導致器件損壞。 這是多模式變換器普遍存在的一個(gè)嚴重缺陷。 針對這一缺陷，本文提出一種雙基準解決方案，即對PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基準電壓，這樣不但可以實(shí)現如前所述的模式切換過(guò)程中的遲滯功能，且可抑制一部分過(guò)沖電壓。 模式切換時(shí)的工作原理如圖4所示。

圖4 　模式切換時(shí)的工作原理

在Bur st 工作模式中，控制器控制輸出電壓略高于PWM 工作模式中的輸出電壓，設計中，Bur st 下限高于EA 基準的016 % ,上限高于EA 基準的117 %. 當負載較重時(shí)，變換器工作在PWM 模式，當負載下降到一定值時(shí)，電感電流的峰值不再隨著(zhù)負載的變化而變化，輸出電壓上升，直到達到Bur st 比較器上限時(shí)才會(huì )控制功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷，變換器進(jìn)入到Burst 工作模式。 類(lèi)似，當負載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著(zhù)負載變化而調整時(shí)，輸出電壓下降，直到達到EA 基準變換器才回到PWM 工作模式。 這就相當于在模式切換的負載條件之間形成了一個(gè)遲滯窗口，窗口的下限是EA 基準，上限是Bur st 比較器上限。 另一方面，設置兩個(gè)基準，還可以在模式轉換時(shí)提供一個(gè)電壓余量，起到抑制過(guò)沖電壓的作用。

3 片上電流檢測

片上電流檢測就是把檢測電感電流的功能集成到控制芯片內部，尤其對于功率集成的控制器來(lái)說(shuō)，其意義就顯得更為重要也較易實(shí)現，且采用片上電流檢測有利于有效簡(jiǎn)化外圍應用電路的設計。

電流檢測可以根據檢測電路的不同位置分為高邊檢測和低邊檢測，對于Buck 電路來(lái)說(shuō)，若檢測對象是流過(guò)功率開(kāi)關(guān)的電流，多采用高邊檢測;但若檢測對象是流過(guò)同步整流開(kāi)關(guān)的電流，就需采用低邊檢測。 以高邊檢測為例，傳統的檢測方法是利用一個(gè)小電阻與功率開(kāi)關(guān)串聯(lián)來(lái)檢測流過(guò)功率開(kāi)關(guān)的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會(huì )占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統中，檢測電阻上的損耗和檢測精度都是嚴重的問(wèn)題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結構的片上電流檢測技術(shù)，與傳統的電阻檢測方法相比，它的精度較高，功率損耗小。

電流檢測電路主要有兩個(gè)功能模塊，一是功率開(kāi)關(guān)電流檢測模塊，二是峰值電流箝位模塊。

功率開(kāi)關(guān)電流檢測的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結構，用一個(gè)與功率開(kāi)關(guān)成一定比例的MOS 管來(lái)鏡像功率開(kāi)關(guān)的電流。 圖中PM_P 是功率開(kāi)關(guān)，NM_P 是同步整流開(kāi)關(guān)。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個(gè)簡(jiǎn)單電流鏡結構。 運算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個(gè)兩級折疊式共源共柵結構，具有較大的帶寬和較快的響應速度，以達到較高的檢測精度和較大的電流檢測范圍。

圖5 　功率開(kāi)關(guān)電流檢測模塊

PM1 的作用是防止當同步整流開(kāi)關(guān)通時(shí)，CSA + 端短路到地。 如果在功率開(kāi)關(guān)關(guān)斷的時(shí)候CSA + 短路到地，則每個(gè)周期功率開(kāi)關(guān)開(kāi)始打開(kāi)的時(shí)候，CSA + 需要較長(cháng)的恢復時(shí)間，會(huì )影響檢測精度。 另一方面，功率開(kāi)關(guān)導通時(shí)是工作在線(xiàn)性區，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當地增大它的寬長(cháng)比。

在設計中，取PM0 和PM_ P 的寬長(cháng)比的比值為1 ∶3000 ,因此流過(guò)PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 ∶3000. 可得檢測電壓V IL 為：

其中

; IL 為流過(guò)功率開(kāi)關(guān)的電流，也直接反映了電感電流的信息。