基于PWM開(kāi)關(guān)變壓器的動(dòng)態(tài)電壓恢復器研究

摘要：提出了一種基于PWM開(kāi)關(guān)變壓器的單相在線(xiàn)式動(dòng)態(tài)電壓恢復器(DVR)，PWM開(kāi)關(guān)變壓器由交流斬波器及串聯(lián)變壓器組成，該DVR可補償電壓凸起和凹陷，無(wú)需直流儲能環(huán)節和鎖相環(huán)，且具有相位自動(dòng)跟蹤能力。采用新的控制策略及電壓檢測方法，使系統能夠快速識別電壓凸起和凹陷并做出相應補償。系統可工作在降壓狀態(tài)，可應用于節能場(chǎng)合，并設有旁路開(kāi)關(guān)，提高了供電可靠性。設計了10 kW實(shí)驗樣機，實(shí)驗結果表明此處所提出的DVR具有較好的動(dòng)態(tài)響應、補償及運行性能。
關(guān)鍵詞：變壓器；動(dòng)態(tài)電壓恢復器；相位跟蹤

1 引言
隨著(zhù)科學(xué)技術(shù)的進(jìn)步及工業(yè)水平的提高，出現了越來(lái)越多的敏感負載如半導體生產(chǎn)、銀行系統、自動(dòng)化生產(chǎn)線(xiàn)、精密數控機床、鐵路交通系統等，它們對電能質(zhì)量及供電可靠性提出了更高的要求。電壓跌落對敏感負載的影響最為嚴重。為解決這些電能質(zhì)量問(wèn)題，人們提出了DVR。
目前大多DVR都是基于逆變器加串聯(lián)變壓器拓撲，這種拓撲控制復雜，帶有直流儲能環(huán)節，增加了系統成本，其補償能力受到儲能裝置容量的限制。文獻首次提出了基于交流斬波器的DVR拓撲，進(jìn)行了原理分析和實(shí)驗驗證，但其僅能補償電壓凹陷而不能補償電壓凸起，且補償速度也不夠。文獻提出了雙交流Buck的拓撲實(shí)現倒相，但其要利用8個(gè)IGBT，增加了系統的成本且控制復雜。在此提出了基于PWM開(kāi)關(guān)變壓器的電路結構，無(wú)需直流儲能環(huán)節，且具有相位自動(dòng)跟蹤能力。其中，電壓檢測利用新的峰值電壓法，并采用輸出電壓反饋與電壓前饋相結合的控制策略，使系統有較好的動(dòng)態(tài)響應及補償性能，整個(gè)系統的控制由32位ARM處理器STM32103F完成。

2 系統主電路拓撲
系統主電路如圖1所示。

系統主電路由輸入LC濾波器、交流Buck型斬波器、串聯(lián)變壓器、輸出LC濾波器及旁路晶閘管組成，斬波器和串聯(lián)變壓器被定義為PWM開(kāi)
關(guān)變壓器。綜合考慮系統效率和IGBT開(kāi)關(guān)損耗，采用非互補驅動(dòng)方式，且有：uo=duin，d為PWM占空比。此處串聯(lián)變壓器變比為1：1，則有：uL=2uo，將uo=duin代入此式中，得uL=2duin。
故此系統最大可補償50％的電壓凹陷。當電網(wǎng)電壓高于標準電壓時(shí)，可使0d0．5，系統工作在降壓狀態(tài)，可應用于節能場(chǎng)合。當系統故障或遇大電流沖擊可切換到旁路運行，提高了供電可靠性。

3 電壓凹陷、凸起檢測-峰值電壓法
電壓檢測對于DVR至關(guān)重要，電壓檢測的速度及精度直接決定了系統動(dòng)態(tài)表現。由于電壓突變的同時(shí)會(huì )伴隨相位跳變，而傳統的電壓檢測方法都會(huì )受到電壓波形畸變及相位跳變的影響。因為圖1中電路拓撲具有相位自動(dòng)跟蹤能力，所以?xún)H需檢測電壓凹陷、凸起的起始時(shí)刻及電壓凹陷、凸起的深度。文獻中提出峰值電壓法，其原理如圖2所示。

該方法通過(guò)檢測電壓瞬時(shí)值來(lái)計算電壓幅值，當輸入電壓為U1msin(ω1t)時(shí)，將其在基波尺度上移相1／4周期得到U1mcos(ω1t)，將二者做平方和運算得到：

實(shí)際電網(wǎng)電壓中含有大量低次諧波，要得到準確的測量結果，必須將諧波分量濾除掉，這就需要一個(gè)截止頻率很低的低通濾波器，這必定會(huì )造成電壓檢測延遲。隨著(zhù)處理器處理速度越來(lái)越快，此處將峰值檢測的計算過(guò)程通過(guò)軟件實(shí)現，對于濾波器造成的延時(shí)，在軟件中做超前補償。濾波及移相電路如圖3所示。圖中uin_T為互感器輸出電壓，相位調理電路對濾波電路造成的1 ms延時(shí)進(jìn)行相位補償，使得u1與電網(wǎng)基波電壓同相位，然后再移相90°得u1_90°，u1與u1_90°同時(shí)送入STM32103F的12位ADC進(jìn)行采樣計算得到U1m。

濾波移相實(shí)驗結果如圖4所示。

4 控制策略與實(shí)現
4．1 控制策略
這里提出了輸出電壓反饋與電壓前饋相結合的控制策略，提高了系統動(dòng)態(tài)響應速度及穩定運行時(shí)輸出電壓的穩定性，其控制框圖如圖5所示。

負載電壓與參考電壓的差值作為PI調節器的輸入，Kp為比例增益，Ki為積分增益。為避免P1調節器出現飽和現象，限幅器的輸出與輸入的差值被反饋到PI調節器的輸入。若PI調節器的飽和現象沒(méi)有被校正，那么當輸入電壓從凹陷恢復到正常值時(shí)，輸出電壓將可能發(fā)生過(guò)電壓現象。為了提高系統的響應速度，引入電壓前饋，參考電壓與輸入電壓的差值乘以一個(gè)系數Kf加到PI調節器的輸出。當發(fā)生電壓凹陷時(shí)，參考電壓與輸入電壓的差值為一個(gè)正值，直接增加了PWM占空比，反之亦然。電壓前饋不僅在發(fā)生電壓凹陷時(shí)提高了系統響應速度，而且在當電壓恢復時(shí)避免了過(guò)電壓現象的發(fā)生。
4．2 控制策略的實(shí)現
系統的控制由32位單片機STM32103F完成，圖3中u1，u1_90°及uL經(jīng)精密整流后被送到單片機片內12位ADC，精密整流電路如圖6所示。

每半個(gè)周波采樣200點(diǎn)，即采樣周期為50μs，每次采樣后觸發(fā)DMA中斷，DMA中斷內計算U1m，采樣的uL做均方根運算后與uref的差值作為PI調節器的輸入。將U1m／1．414與uref做差，然后判斷是否發(fā)生電壓凹陷或凸起，當發(fā)生電壓凹陷或凸起時(shí)則將差值經(jīng)超前補償算法后直接與PI調節器的輸出求和，作為PWM占空比，STM32103F可發(fā)出兩路死區可編程的PWM，將其做脈沖分配后送到IGBT驅動(dòng)電路。因采樣計算周期與開(kāi)關(guān)周期接近，故系統響應速度非?？?。輸出電壓的均方根值反饋提高了系統的穩態(tài)運行性能。當系統故障或發(fā)生大電流沖擊時(shí)，切換到旁路運行。

5 實(shí)驗結果
搭建220 V／10 kW實(shí)驗樣機，L1=L2=0．5 mH，C1=C2=20μF，VQ1～VQ4為IKW75T60N型IGBT并聯(lián)，實(shí)驗結果如圖7所示。由圖可見(jiàn)，當uin凹陷65 V及凸起85 V時(shí)，uL保持不變。

6 結論
在此提出了基于PWM開(kāi)關(guān)變壓器的在線(xiàn)式DVR電路結構，采用輸出電壓反饋與電壓前饋相結合的控制策略，搭建了實(shí)驗樣機。實(shí)驗結果表明，此處提出的DVR系統具有較好的動(dòng)態(tài)響應和良好的補償、運行性能。