多單元串聯(lián)大功率逆變電源的控制方法

　　圖5 逆變器單相控制系統框圖

　　仿真條件如下：采用同步調制，給定正弦波的頻率為1000Hz，載波比Kc=8，直流母線(xiàn)電壓為310V，死區時(shí)間設定約為1us,LC濾波器的參數為電感L=2.5mh,電容C=500nf,負載R=100Ω。圖6為逆變電源系統輸出的多電平的PWM波，圖7為逆變電源系統在上述條件下得到的輸出電壓仿真波形,圖8為輸出電壓的頻譜分析圖。

　　圖6 系統輸出的多電平PWM波(濾波前)

圖7 系統輸出電壓仿真波形(濾波后)

　　從圖6可以看出，對多單元串聯(lián)的仿真波形與圖4是一致的，從而也驗證了理論分析的正確性。

　　圖8 輸出電壓頻譜圖

　　由圖7可以看出，經(jīng)過(guò)LC濾波后的系統的輸出電壓波形比較好，波形的畸變很小。

　　從圖8的頻譜圖中我們看到，輸出電壓不含高次諧波，但是含有三次，五次等奇數次諧波，這些奇數次諧波的幅值都比較小，其中三次諧波最大。根據圖中的數據可計算出用來(lái)衡量波形特征的一個(gè)指標，即總諧波含量THD(除去基波分量外各次諧波的電壓有效值與基波電壓有效值之比)。

　　總諧波電壓有效值為：6.849V

　　基波電壓有效值為：524.868V

　　總諧波含量為：1.305%

　　4 多單元串聯(lián)大功率逆變電源實(shí)驗波形

　　本文研制的逆變電源設計容量為500kVA。按照相同的控制電路和主電路結構設計，首先在30kVA的原型機上進(jìn)行了實(shí)驗研究。實(shí)驗系統電路結構與圖1相同。

　　以下為該實(shí)驗裝置的部分波形。

　　圖9 額定運行時(shí)，A相輸出電壓的階梯波

　　從圖9中可以看出，實(shí)際輸出的階梯波與理論分析、仿真結果是一致的。

　　圖10 輸出頻率為1200Hz時(shí)，輸出電壓UAB的波形

　　(帶100%阻性負載，THD=1.337%)

　　從圖10中可以看出，輸出波形保持良好的正弦度，諧波含量也能夠滿(mǎn)足要求。

　　5 結 論

　　本文詳細分析了多單元串聯(lián)電路的工作原理，采用二重化與水平移相式PWM技術(shù)相結合、電壓平均值閉環(huán)的控制方法完成逆變電源的控制，對此方法進(jìn)行了仿真研究，并在30KVA實(shí)驗裝置上進(jìn)行了系統實(shí)驗。仿真及硬件實(shí)驗結果表明：由于采用多單元串聯(lián)技術(shù)，相當于提高了等效載波頻率，因此功率單元的開(kāi)關(guān)頻率較低，開(kāi)關(guān)損耗大大減少，同時(shí)也能夠滿(mǎn)足對輸出電壓及功率的要求;由于采用水平移相式PWM技術(shù)，輸出電壓非常接近正弦波，因此系統輸出波形諧波含量較低;由于每個(gè)功率單元采用相互獨立的直流電壓源供電，因此對功率器件的電壓等級要求較低。研究結果表明多單元串聯(lián)逆變電源在高電壓大功率的場(chǎng)合中應用會(huì )越來(lái)越廣泛。

1 引 言

　　自九十年代初以來(lái)，多電平逆變器在高電壓、大功率領(lǐng)域得到越來(lái)越廣泛的應用。多電平變換器有三種基本的拓撲結構：二極管嵌位型、飛跨電容型、多單元串聯(lián)型。相比較而言，多單元串聯(lián)型有如下幾個(gè)主要的優(yōu)點(diǎn)：

　　1) 逆變器結構基于傳統的兩電平逆變器單元，因此主電路拓撲結構非常簡(jiǎn)單。

　　2) 功率單元采用模塊化結構，因此所有功率單元可以互換，維修非常方便，電路中也不存在大量的嵌位二極管或電壓平衡電容器。

　　3) 每一個(gè)逆變橋是由相互獨立的直流電壓源供電，不存在中性點(diǎn)電壓不平衡問(wèn)題。

　　本文針對大功率逆變電源，采用多單元串聯(lián)技術(shù)，把單個(gè)功率單元的二重化控制技術(shù)與水平移相式PWM技術(shù)相結合，既降低了對開(kāi)關(guān)器件電壓等級的要求，滿(mǎn)足了系統對輸出電壓及輸出功率的要求，又獲得了比單純多單元串聯(lián)技術(shù)更高的等效開(kāi)關(guān)頻率，大大降低了開(kāi)關(guān)損耗，更進(jìn)一步的改善了輸出波形，降低輸出電壓的諧波畸變率，而且，功率單元由電網(wǎng)電壓經(jīng)過(guò)副邊多重化的移相變壓器供電，對電網(wǎng)諧波污染小，輸入功率因數高，不必采用輸入諧波濾波器和功率因數補償裝置。

　　2 多單元串聯(lián)大功率逆變電源控制原理

　　多單元串聯(lián)三相大功率逆變電源原理框圖如圖1所示，按照對輸出功率的要求，每相采用三單元串聯(lián)，三相共有九組完全相同的功率單元。每相三個(gè)功率單元的載波之間互差120°，輸出相電壓為7電平，線(xiàn)電壓為12電平。每個(gè)功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1/3的相電壓和1/9的輸出功率。與采用高電壓器件直接串聯(lián)的大容量逆變器相比，由于采用整個(gè)功率單元串聯(lián)，器件承受的最高電壓為功率單元的直流母線(xiàn)電壓，可直接使用低壓功率器件，器件不必串聯(lián)，不存在器件串聯(lián)引起的均壓?jiǎn)?wèn)題。功率單元中采用的低壓IGBT功率模塊，驅動(dòng)電路簡(jiǎn)單，技術(shù)成熟可靠。改變每相功率單元的串聯(lián)個(gè)數或功率單元的輸出電壓等級，就可實(shí)現不同電壓等級的高壓輸出。

　　圖1 多單元串聯(lián)大功率逆變電源原理框圖

　　在圖1中，功率單元為三相輸入，單相輸出的交直交PWM電壓源型逆變器結構，圖2給出了功率單元的逆變部分電路。

　　圖2 功率單元逆變部分電路圖

　　圖3 二重化PWM控制波形

　　移相變壓器副邊輸出的三相交流電經(jīng)功率單元的三相二極管整流橋整流后，經(jīng)濾波電容后形成平直的直流電，再經(jīng)由4個(gè)IGBT構成的H型單相逆變橋，輸出PWM波。為了提高開(kāi)關(guān)頻率，但同時(shí)又要考慮降低開(kāi)關(guān)損耗，對功率單元實(shí)行二重化PWM控制。圖3為二重化PWM控制波形圖。

　　在圖3中，Vg1,Vg2,Vg3,Vg4分別為VT1，VT2，VT3，VT4的驅動(dòng)信號，它們的導通規律如圖2所示。UAB為功率單元輸出電壓的波形圖。由圖3可知,在輸出端得到的等高不等寬的脈沖序列的基波分量就是正弦波，而且在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內VT1～VT4僅通斷一次，而輸出電壓為兩個(gè)脈沖,這說(shuō)明輸出電壓脈沖頻率為開(kāi)關(guān)管的工作頻率的2倍。此種控制方法提高了等效的載波頻率,使輸出電壓的諧波含量。減少，降低了開(kāi)關(guān)損耗。

　　逆變器輸出采用水平移相式PWM技術(shù)，同一相的功率單元輸出相同幅值和相位的基波電壓，但各個(gè)功率單元的載波之間互相錯開(kāi)一定電角度，實(shí)現多電平PWM波輸出，輸出電壓非常接近正弦波。輸出電壓每個(gè)電平臺階只有單元直流母線(xiàn)電壓大小，所以dV/dt很小。由于采用水平移相式PWM技術(shù)，輸出電壓的等效開(kāi)關(guān)頻率大大提高，且輸出電平數增加，因此功率單元采用較低的開(kāi)關(guān)頻率，以降低開(kāi)關(guān)損耗，提高效率。波形圖如圖4所示。在圖4中，UA1，UA2，UA3分別為第一功率單元、第二功率單元、第三功率單元的輸出PWM波形，UA1為三單元串聯(lián)后的PWM波形。

　　圖4 三單元串聯(lián)逆變器PWM波形