基于積累型MOS變容管的射頻壓控振蕩器設計
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引言
隨著(zhù)移動(dòng)通信技術(shù)的發(fā)展，射頻(RF)電路的研究引起了廣泛的重視。采用標準CMOS工藝實(shí)現壓控振蕩器(VCO)，是實(shí)現RF CMOS集成收發(fā)機的關(guān)鍵。過(guò)去的VCO電路大多采用反向偏壓的變容二極管作為壓控器件，然而在用實(shí)際工藝實(shí)現電路時(shí)，會(huì )發(fā)現變容二極管的品質(zhì)因數通常都很小，這將影響到電路的性能。于是，人們便嘗試采用其它可以用CMOS工藝實(shí)現的器件來(lái)代替一般的變容二極管，MOS變容管便應運而生了。
MOS變容管
將MOS晶體管的漏，源和襯底短接便可成為一個(gè)簡(jiǎn)單的MOS電容，其電容值隨柵極與襯底之間的電壓VBG變化而變化。在PMOS電容中，反型載流子溝道在VBG大于閾值電壓絕對值時(shí)建立，當VBG遠遠大于閾值電壓絕對值時(shí)，PMOS電容工作在強反型區域。另一方面，在柵電壓VG大于襯底電壓VB時(shí)，PMOS電容工作在積累區，此時(shí)柵氧化層與半導體之間的界面電壓為正且能使電子可以自由移動(dòng)。這樣，在反型區和積累區的PMOS電容值Cmos等于Cox（氧化層電容）。
在強反型區和積累區之間還有三個(gè)工作區域：中反型區，弱反型區和耗盡區。這些工作區域中只有很少的移動(dòng)載流子，使得Cmos電容值減?。ū菴ox?。?，此時(shí)的Cmos可以看成Cox和Cb與Ci的并聯(lián)電容串聯(lián)構成。Cb表示耗盡區域電容的閉環(huán)，而Ci與柵氧化層界面的空穴數量變化量相關(guān)。如果Cb（Ci）占主導地位，PMOS器件工作在耗盡（中反型）區；如果兩個(gè)電容都不占主導地位，PMOS器件工作在弱反型區。Cmos電容值隨VBG變化的曲線(xiàn)如圖1所示。
圖1 B=D=S的PMOS電容的調制特性曲線(xiàn)
工作在強反型區的PMOS的溝道寄生電阻值可以由下式得出：
(1)
式中，W，L和kp分別是PMOS晶體管的寬度，長(cháng)度和增益因子。值得注意的是，隨著(zhù)VBG接近閾值電壓的絕對值，Rmos逐步增加，在VBG等于閾值電壓絕對值時(shí)Rmos為無(wú)限大。這個(gè)公式基于了最簡(jiǎn)單的PMOS模型，事實(shí)上，隨著(zhù)空穴濃度的穩步減少，Rmos在整個(gè)中反型區會(huì )保持有限值。
反型與積累型MOS變容管
通過(guò)上面的分析，我們知道普通MOS變容管調諧特性是非單調的，目前有兩種方法可以獲得單調的調諧特性。
一種方法是確保晶體管在VG變化范圍大的情況下不進(jìn)入積累區，這可通過(guò)將襯底與柵源結斷開(kāi)而與電路中的最高直流電壓短接來(lái)完成（例如，電源電壓Vdd）。
圖2是兩個(gè)相同尺寸MOS電容的Cmos－VSG特性曲線(xiàn)的相互對比。
圖2 反型MOS電容的調制特性曲線(xiàn)
很明顯反型MOS電容的調諧范圍要比普通MOS電容寬，前者只工作在強，中和弱反型區，而從不進(jìn)入積累區。
更好的方法是應用只工作在耗盡區和積累區的MOS器件，這樣會(huì )帶來(lái)更大的調諧范圍并且有更低的寄生電阻，即意味著(zhù)更高的品質(zhì)因數，原因是其耗盡區和積累區的電子是多子載流子，比空穴的遷移率高約三倍多。要得到一個(gè)積累型MOS電容，必須確保強反型區，中反型區和弱反型區被禁止，這就需要抑制任何空穴注入MOS的溝道。方法是將MOS器件中的漏源結的p+摻雜去掉，同時(shí)在原來(lái)漏源結的位置做n+摻雜的襯底接觸，如圖3所示。
這樣就將n阱的寄生電阻減少到最小。積累型MOS電容和普通MOS電容的調諧曲線(xiàn)如圖4所示。
圖4 積累型MOS電容的調制特性曲線(xiàn)
可以看到積累型MOS電容良好的單調性。值得注意的是在設計積累型MOS電容的過(guò)程中沒(méi)有引入任何附加工藝流程。
設計與仿真結果
圖5 VCO的電路結構圖
筆者所采用的VCO電路結構如圖5所示。這是標準的對稱(chēng)CMOS結構，兩個(gè)變容管對稱(chēng)連接，減小了兩端振蕩時(shí)電位變化對變容管電容值的影響，提高了頻譜純度。為了保證匹配良好，電感要采用相同的雙電感對稱(chēng)連接。此外，由于LC振蕩回路由兩個(gè)尺寸非常大的片內集成電感和兩個(gè)同樣有較大尺寸的積累型MOS變容管組成，較高的損耗使得品質(zhì)因數不高，這就需要較大的負跨導來(lái)維持振蕩持續進(jìn)行；并且等效負跨導的絕對值必須比維持等幅振蕩時(shí)所需要的跨導值大才能保證起振，所以?xún)蓪︸詈暇w管需要設置較大的寬長(cháng)比，但大的寬長(cháng)比同時(shí)帶來(lái)較大的寄生效應，造成相位噪聲和調諧范圍受到影響，最終在底端用兩個(gè)NMOS晶體管形成負電阻以補償VCO的損耗。根據小信號模型分析，忽略各種寄生及高階效應，可以估算得到等效負電阻RG的絕對值大小為（設兩個(gè)有源器件跨導分別為gM1，gM2）：
(2)
頂端的PMOS晶體管提供偏置電流，這種結構所需的電源電壓很低。
整個(gè)設計基于TSMC的0.35μm鍺硅射頻工藝模型PDK，共有三層金屬。其中，電感為平面螺旋八邊形，由頂層金屬繞制而成。選取電感值為0.6nH，那么在振蕩頻率選定的情況下可以確定總的電容大小。構成LC振蕩回路里的電容成份有電感的寄生電容（很?。?，NMOS晶體管的漏－襯底電容，柵－漏電容，柵－源電容和最重要的積累型MOS電容。在保證起振的情況下，為了獲得更大的調諧范圍，最后一項所占比例必須盡可能大。
圖6 VCO的調諧曲線(xiàn)
最后采用的電源電壓為1.5V，功耗約為10mW。用Cadence平臺下的SpectreRF進(jìn)行仿真，得到的調諧曲線(xiàn)如圖6所示?？刂齐妷涸?～2V變化時(shí)，振蕩頻率在3.59～4.77GHz間變化，中心頻率為4.18GHz，調諧范圍約為28％。中心頻率處的相位噪聲曲線(xiàn)如圖7所示，此時(shí)的控制電壓為0.75V，對應偏移量600kHz的相位噪聲為-128dB/Hz。
圖7 VCO的相位噪聲曲線(xiàn)
當控制電壓由0.75V變到2V時(shí)，振蕩頻率變?yōu)?.77GHz，相位噪聲變?yōu)?nbsp; -135dB/Hz，降低了7dB。這是由兩個(gè)方面的原因引起的，首先是由于LC振蕩回路總的電容減小，振蕩頻率增加，這就減小了要維持振蕩所需的負跨導，但因為兩個(gè)NMOS晶體管提供的負跨導幾乎不變，所以就使得穩定振蕩幅度增加，相位噪聲減小。另外一方面是源于此過(guò)程中積累型MOS電容的溝道寄生電阻會(huì )隨著(zhù)電壓升高而變小，從而降低了損耗，降低了相位噪聲。
與采用反型MOS變容管設計的VCO比較，由于電子具有較高的遷移率，使得積累型MOS電容的溝道寄生電阻比反型MOS電容要低，即意味著(zhù)積累型MOS電容具有較高的品質(zhì)因數，導致了VCO整體性能有所提高，特別是相位噪聲有所減少。比較結果如表1所示?？紤]到工藝和功耗等因素，采用積累型MOS電容有更大的優(yōu)勢。
表1 兩種MOS電容VCO的性能比較
結論
基于0.35μm工藝，考慮低壓和低功耗，設計了一個(gè)工作頻率為4.2GHz的VCO，并在該電路中分別采用積累型MOS電容和反型MOS電容進(jìn)行調諧。仿真結果表明，兩種VCO調諧范圍與中心頻率幾乎相同，在功耗約為10mW的情況下，積累型MOS調諧的VCO表現出更好的相位噪聲性能。
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