大功率LED驅動(dòng)電路研究設計

摘 要：根據大功率LED的供能要求，從EMI濾波、功率因素校正、半橋諧振轉換三個(gè)方面著(zhù)手，以FAN6961和FSFR2100為控制芯片，設計了一款大功率的高效率LED驅動(dòng)電路，在90～264VAC的線(xiàn)路輸入和滿(mǎn)載下，功率因數高于93%，效率高于85％，并具有低輸入電流諧波失真和低EMI。

0 引言

大功率LED以其高效率、無(wú)污染、長(cháng)壽命等諸多優(yōu)勢正備受人們的青睞，但是大功率LED需要低電壓、大電流的驅動(dòng)電源，為了突出大功率LED的優(yōu)勢，就要求驅動(dòng)電源具有較高的效率，較高的功率因數，并且可以過(guò)壓、過(guò)流、過(guò)熱保護。

1 原理與設計

本文所設計電路主要分為EMI模塊、PFC變換器和DC/DC變換器三個(gè)部分，其中EMI模塊采用雙環(huán)濾波，達到了較理想的效果；采用飛兆FAN6961芯片作為PFC變換器的控制芯片，使用Boost變換，使功率因數得到提高；DC/DC變換器采用LLC諧振，以FSFR2100為控制器件，達到了較高的效率，其基本結構如圖1所示。

圖1 驅動(dòng)電源設計結構

1.1 EMI模塊

開(kāi)關(guān)電源的干擾信號按傳導模式可分為共模干擾信號和差模干擾信號。根絕其特點(diǎn)可粗略地劃分為三個(gè)頻段：

0.15~0.5MHz差模干擾為主；0.5~5MHz差、共模干擾共存；5~30MHz共模干擾為主。在設計時(shí)，如果哪個(gè)頻段不達標，可針對該頻段加強濾波效果。例如在0.15~0.5MHz頻段不達標，可以加強差模干擾信號的抑制，增大電容Cx的值或添加差模扼流圈；如在5~30MHz頻段不達標，可以加強共模干擾信號的抑制，增大Cy的值或增加共模濾波的級數。在抑制干擾信號時(shí)，重點(diǎn)還是放在共模干擾信號的抑制上。

圖2 雙環(huán)EMI濾波器

1.2 PFC變換器設計

1.2.1 Boost變換工作原理

Boost變換器亦稱(chēng)并聯(lián)開(kāi)關(guān)變換器。當驅動(dòng)控制信號使開(kāi)關(guān)晶體管VT導通時(shí)，能量從輸入電源輸入，并存儲于電感L中，二極管VD反偏，負載由濾波電容C供給能量。

當VT截止時(shí)，電感L中的電流不能突變，它所產(chǎn)生的感應電勢阻止電流減小，電勢的極性左負右正。二極管VD導通，電感中儲存的能量通過(guò)二極管VD流入電容C，并供給負載。

圖3 Boost變換器電路結構

1.2.2 基于Boost的PFC變換器設計

我們可以看出在開(kāi)關(guān)管導通期間，電感電壓等于輸入電壓，電感電流隨之線(xiàn)性增加，二極管D1截止，輔助繞組的電壓隨之增加，電流檢測電阻的電壓線(xiàn)性上升；當導通時(shí)間到達Ton時(shí)，開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)。當開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)時(shí)，電感電壓降低，電感電流通過(guò)二極管D1流向負載，輔助繞組的電壓隨之降低，電流檢測電阻上無(wú)電流流過(guò)，開(kāi)關(guān)管再次開(kāi)通前，電流檢測電阻上電壓已經(jīng)為0；而零電流檢測端電壓波形與開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)波形的脈沖剛好相反，當零電流檢測端電壓將為0時(shí)，開(kāi)關(guān)管又開(kāi)始導通，新一輪的周期開(kāi)始?？梢钥闯鲭娐饭ぷ髟谂R界導電模式下。

圖4 FAN6961的外圍電路

由下式我們得出開(kāi)關(guān)管S的電流應力為：1.93A。

式1

由于PFC級輸出電壓范圍為400± 20V， 所以V0_max=420V， 考慮選擇PDPF20N50開(kāi)關(guān)晶體管（VDS=500V, ID＝12.9A, RDS（on）=0.2Ω）。

為了減少噪音，Boost變換器的開(kāi)關(guān)頻率要做到盡量低，但又必須大于20kHz（低于20kHz人耳能夠聽(tīng)到）。本研究中設fmin=40kHz，此時(shí)輸入電壓的有效值VRMS＝265V，Vin＝√2VRMS＝374V，V0＝400V，輸入功率Pin＝P0/η＝150/0.85=176.5W。代入下式得：L=220H。

式2

選擇電感L=220H, 選取PQ3230為磁芯，各項參數查表知道，磁芯有效面積Ae＝161mm2，AL＝5140nH/N2，Le＝7.46cm，磁芯的最高工作磁密Bs＝0.32T，電感的峰值感應電流：

式3

電感的匝數由式（4）決定：

式4

對上式結果取整，定匝數為26。

Boost變換器的控制芯片為FAN6961，需要一輔助繞組，根據FAN6961的使用說(shuō)明可知其匝數由式（5）決定：

式5

對上式取整，該輔助繞組的匝數為3 。

在PFC電路中，通常在整流橋的輸出端接一個(gè)小電容，主要用來(lái)濾除輸入端的高頻噪音，其容量一般很小。它的取值具有下限值和上限值，其下限值由輸入濾波電容的最大電壓紋波決定，其上限值則由輸入電流與輸入電壓的偏移角決定。

Vin（min）＝√2Vin_RMS_min＝120V，根據參考文獻可知ΔVci（max）一般取最小輸入電壓峰值處5%。ΔVci（max）＝5%Vin（min）＝6V，L=220H，Pin＝P0/η＝150/0.85=176.5W，V0＝400V，cosβ＝0.9，ω＝100π。代入下式：

式6

式7

由上式可得Cin min＝0.67μF，Cin max＝3.89μF；本文實(shí)驗選擇輸入電容684/630V。

將Vmax＝ΔVci（max）/2＝3V，f＝50Hz，f=50Hz，I0＝P0/V0＝0.375A代入下式：

式8

得：C0 min＝199μF，考慮到最大輸出電壓為420V，因此在該實(shí)驗中，選取容量220、耐壓450V的電解電容。

1.3 DC/DC轉換器設計

1.3.1 基于LLC諧振的DC/DC變換器

LLC諧振變換器優(yōu)于常規串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器。首先，它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調節輸出，同時(shí)開(kāi)關(guān)頻率變化相對很小。第二，它可以在整個(gè)運行范圍內，實(shí)現零電壓切換（ZVS），從而降低了開(kāi)關(guān)損耗，提高效率。最后，所有寄生元件，包括所有半導體器件的結電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感，都是用來(lái)實(shí)現ZVS的。

圖5所示為L(cháng)LC諧振變換器的工作原理圖，LLC諧振轉換器一般包含一個(gè)帶MOSFET的控制器（本文采用FSFR2100作為控制器）、一個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò )和一個(gè)整流網(wǎng)絡(luò )。

圖5 LLC諧振變換器工作原理圖

FSFR2100以50%的占空比交替驅動(dòng)兩個(gè)MOSFET，隨負載變化而改變工作頻率，調節輸出電壓。諧振網(wǎng)絡(luò )包括兩個(gè)諧振電感和一個(gè)諧振電容。諧振電感Ls、Lm與諧振電容Cs主要作為一個(gè)分壓器，其阻抗隨工作頻率而變化從而獲得所需的輸出電壓。整流網(wǎng)絡(luò )對諧振網(wǎng)絡(luò )產(chǎn)生的正弦波形進(jìn)行整流，然后傳輸到輸出級。

1.3.2 LLC諧振各參數計算

由公式最小電壓增益

其中K取8，則最小電壓增益為：

式9

如圖6所示。

圖6 最小電壓增益

知PFC級輸出電壓為

=405V，經(jīng)查得變壓器輸出端整流二極管FFPF12UP2ODN壓降VF=1.15V，要求輸出電壓V0=50V則變壓器匝數比n為：

式10

對于同樣的規格，諧振電感和電容都可以取不同的數值，在這里Cr的取值有個(gè)下限，Cr的數值需使得串聯(lián)的諧振槽可以恒定增益區間的工作，而選擇較大的Cr會(huì )使得Cr上的電壓應力降低。這樣帶來(lái)的問(wèn)題是使得諧振槽的阻抗降低，這會(huì )影響短路時(shí)的性能。當諧振槽阻抗降低時(shí)，則會(huì )使短路時(shí)電流變大，而且為了限制短路電流，會(huì )需要更高的開(kāi)關(guān)頻率。這里選擇為22nF耐壓630V的電容。

由公式

推導出：

式11