工作良好的單穩態(tài)設計基于LVDS接收器

作者Email: whm@whm-assoc.com

當存在大量的獨立供應商時(shí)，設計工作良好的單穩態(tài)多頻振蕩器比較容易，即使是設計由5V單電源供電的穩態(tài)多頻振蕩器也只算一個(gè)中等難度的挑戰。但設計工作在3.3V、性能良好的單穩態(tài)多頻振蕩器則要困難一些。CMOS閾值的變化使它們無(wú)法精確定時(shí)；另外，有限的電壓“凈空”使得在單片集成電路元件的環(huán)境外部，設計一個(gè)好的基準電壓和比較電路非常困難。

然而，新的器件使原有的工作可用于新環(huán)境中。這個(gè)單穩態(tài)多頻振蕩器利用低電壓差分信號(LVDS)接收器來(lái)實(shí)現采用其它方法難以實(shí)現的比較器功能。

圖1是單穩態(tài)多頻振蕩器的基本電路，其中A1為LVDS接收器。負輸入脈沖使U1輸出下降，從而使Q1截止，并且由于C1通過(guò)R1放電，發(fā)射極的電壓下降。與此同時(shí)，R2和R3連接處的電壓階躍下降。

因為此時(shí)的階躍電壓低于Q1的發(fā)射極電壓，所以A1通過(guò)U1保持輸出電壓，使其比輸入脈沖的上升沿滯后。當Q1的發(fā)射極電壓下降到階躍波形的底部時(shí)，A1的輸出上升，輸出脈沖終止。如果R2和R3的分壓比大約為38%，則輸出脈沖的持續時(shí)間約為R1C1。D1被用來(lái)補償Q1的VBE。C1的固定端可以接地，但這樣會(huì )導致大的瞬間復位電流流通過(guò)電源。

圖1：對采用慢速晶體管、輸出持續時(shí)間長(cháng)的要求來(lái)說(shuō)，LVDS接收器(A1)可為3.3V系統產(chǎn)生性能良好的單穩態(tài)電路。

圖1采用低速晶體管，可滿(mǎn)足輸出持續時(shí)間長(cháng)的要求。然而，若要求輸出持續時(shí)間短，則需要改進(jìn)電路(如圖2所示)。持續時(shí)間短的輸出需要快速晶體管，其中許多快速晶體管都會(huì )振蕩，并且用封裝作為諧振腔，除非引入的損耗大小合適。

R1a穩定Q1并限制復位電流，R2a則被加到R2中以對R1a的壓降進(jìn)行補償。由于大多數信號二極管不能很好地與高速晶體管匹配，所以用Q2代替D1。但Q2不能簡(jiǎn)單地接二極管，因而需要R4以防發(fā)生振蕩。將U1分成兩個(gè)與非門(mén)非常方便，它提供反相輸出，對穩定Q2中的電流很有用。

理論上，這種電路的其它幾種配置也是可行的，但大多數LVDS接收器包括“自動(dòng)防故障(fail-safe)”功能，即在輸入和輸出之間有一個(gè)隱含的AND門(mén)。使該電路具有隱含的AND門(mén)功能，將消除許多可能有用的配置。

圖2：經(jīng)過(guò)改進(jìn)的電路可滿(mǎn)足輸出持續時(shí)間短的要求。

圖3是用于Spice仿真并已實(shí)現原型的實(shí)際原理圖。U1以前沒(méi)有被用到的部分，在輸入的上升沿產(chǎn)生短的輸入脈沖。R2a被并入R2，并增加C3以對寄生電容(CS)進(jìn)行補償。

使階躍的上升速度總是比斜坡復位快非常有必要，這樣可避免在比較器輸出的上升沿出現皺褶。C3的值約為11pF，實(shí)際值取決于設計。當電容分壓比等于電阻分壓比時(shí)，階躍分壓器輸出的頂部將被削平，就像我們補償示波器探針時(shí)一樣。

R1a限制該單穩態(tài)設計無(wú)需改變脈沖寬度便可被重復觸發(fā)的速度。在原型中，可將R1a減少25%，而此時(shí)波形上的皺褶并不很?chē)乐?。在Q1的端接上增加其它一些小電阻可進(jìn)一步減小R1a，從而最終縮短復位時(shí)間。

圖3：實(shí)際原型電路的原理圖，其輸出脈沖的持續時(shí)間為93ns，并在25C至50C的溫度范圍內無(wú)變化。

對原型進(jìn)行從25C至50C的溫度測試。在此范圍內，100MHz的模擬示波器沒(méi)有出現脈沖寬度的變化，而1ns的變化對該示波器來(lái)說(shuō)非常明顯。在測試溫度范圍內，波形沒(méi)有發(fā)生變化。

輸出波形如同U1的管腳8、A1的管腳7、U1的管腳11或所有這些管腳上的波形一樣，提供輸出脈沖的兩個(gè)極性。

采用給出的值，該電路理論上能產(chǎn)生93ns的輸出脈沖寬度。時(shí)間常數等于R1C1，由于有源器件的傳輸延遲而有所增大，若持續時(shí)間更長(cháng)，則延遲作用將被削弱。