電力線(xiàn)數傳通信設備的設計

1 OFDM基本原理
正交頻分復用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一種正交多載波調制MCM方式。在傳統的數字通信系統中，符號序列調制在一個(gè)載波上進(jìn)行串行傳輸，每個(gè)符號的頻率可以占有信道的全部可用帶寬。OFDM是一種并行數據傳輸系統，采用頻率上等間隔的N個(gè)子載波構成。它們分別調制一路獨立的數據信息，調制之后N個(gè)子載波的信號相加同時(shí)發(fā)送。因此，每個(gè)符號的頻譜只占用信道全部帶寬的一部分。在OFDM系統中，通過(guò)選擇載波間隔，使這些子載波在整個(gè)符號周期上保持頻譜的正交特性，各子載波上的信號在頻譜上互相重疊，而接收端利用載波之間的正交特性，可以無(wú)失真地恢復發(fā)送信息，從而提高系統的頻譜利用率。圖1給出了正交頻分復用OFDM的基本原理?？紤]一個(gè)周期內傳送的符號序列(do，d1，…，dn-1)每個(gè)符號di是經(jīng)過(guò)基帶調制后復信號di=ai+jbi，串行符號序列的間隔為△t=l／fs，其中fs是系統的符號傳輸速率。串并轉換之后，它們分別調制N個(gè)子載波(fo，f1，…，fn-1)，這N個(gè)子載波頻分復用整個(gè)信道帶寬，相鄰子載波之間的頻率間隔為1／T，符號周期T從△t增加到N△t。合成的傳輸信號D(t)可以用其低通復包絡(luò )D(t)表示。

其中ωi=-2π△fi，△f=1／T=1／N△t。在符號周期[O，T]內，傳輸的信號為D(t)=Re{D(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤T。
若以符號傳輸速率fs為采樣速率對D(t)進(jìn)行采樣，在一個(gè)周期之內，共有N個(gè)采樣值。令t=m△t，采樣序列D(m)可以用符號序列(do，d1，…，dn-1)的離散付氏逆變換表示。即

因此，OFDM系統的調制和解調過(guò)程等效于離散付氏逆變換和離散付氏變換處理。其核心技術(shù)是離散付氏變換，若采用數字信號處理(DSP)技術(shù)和FFT快速算法，無(wú)需束狀濾波器組，實(shí)現比較簡(jiǎn)單。

2 電力線(xiàn)數傳設備硬件構成
電力線(xiàn)數據傳輸設備的硬件框圖如圖2所示。

2. 1 數字信號處理單元TMS320VC5402
用數字信號處理的手段實(shí)現MODEM需要極高的運算能力和極高的運算速度，在高速DSP出現之前，數字信號處理只能采用普通的微處理器。由于速度的限制，所實(shí)現的MODEM最高速度一般在2400b／s。自20世紀70年代末，Intel公司推出第一代DSP芯片Intel 2920以來(lái)，近20年來(lái)涌現出一大批高速DSP芯片，從而使話(huà)帶高速DSP MCODEM的實(shí)現成為可能。
TMS320系列性?xún)r(jià)比高，國內現有開(kāi)發(fā)手段齊全，自TI公司20世紀80年代初第一代產(chǎn)品TMS32010問(wèn)世以來(lái)，正以每2年更新一代的速度，相繼推出TMS32020、TMS320C25、TMS320C30、TMS320C40以及第五代產(chǎn)品TMS320C54X。
根據OFDM調制解調器實(shí)現所需要的信號處理能力，本文選擇以TMS320VC5402作為數據泵完成FFT等各種算法，充分利用其軟件、硬件資源，實(shí)現具有高性?xún)r(jià)比的OFDM高速電力線(xiàn)數傳設備。
TMS320C54X是TI公司針對通信應用推出的中高檔16位定點(diǎn)DSP系列器件。該系列器件功能強大、靈活，較之前幾代DSP，具有以下突出優(yōu)點(diǎn)：
◇速度更快(40～100 MIPS)；
◇指令集更為豐富；
◇更多的尋址方式選擇；
◇2個(gè)40位的累加器；
◇硬件堆棧指針；
◇支持塊重復和環(huán)型緩沖區管理。
2. 2高頻信號處理單元
主要實(shí)現對高頻信號的放大、高頻開(kāi)關(guān)和線(xiàn)路濾波等功能，并最終經(jīng)小型加工結合設備送往配電線(xiàn)路。信號的放大包括發(fā)送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向AGC的低噪聲放大部分。其中高頻開(kāi)關(guān)完成收發(fā)高頻信號的轉換，實(shí)現雙工通信。同時(shí)使收發(fā)共用一個(gè)線(xiàn)路濾波器，這樣可以節省系統成本。
2．3 RS一232接口單元
用戶(hù)數據接口采用RS一232標準串行口。串口的數據中斷采用邊沿觸發(fā)中斷，串口中斷程序完成用戶(hù)數據的發(fā)送與接收。將接收到的用戶(hù)數據暫存到CPU的發(fā)送緩沖區中，等到滿(mǎn)一個(gè)突發(fā)包時(shí)就發(fā)送到DSP進(jìn)行處理。

3 參數設計
3．1保護時(shí)間的選擇
根據OFDM信號設計準則，首先選擇適當的保護時(shí)間，△=20μs，這能夠充分滿(mǎn)足在電力系統環(huán)境下，OFDM信號消除多徑時(shí)延擴展的目的。
3．2符號周期的選擇
T>200 μs，相應子信道間隔，f5kHz，這樣在25kHz帶寬內至少要劃分出5個(gè)子信道。另外子信道數不能太多，增加子信道數雖然可以提高頻譜傳輸效率，但是DSP器件的復雜度也將增加，成本上升，同時(shí)還將受到信道時(shí)間選擇性衰落的嚴重影響。因此，考慮在25kHz的帶寬內采用7個(gè)子信道。
3. 3子信道數的計算

子信道間隔：

各子信道的符號周期：T=250μs

考慮保護時(shí)間：△=20μs，則有Ts=T+△=270μs
各子信道實(shí)際的符號率：
總的比特率：3.71kbps25子信道2b／symbol=185.5kb／s
系統的頻譜效率：β=185.5kbps／100kHz=1.855bps／Hz2bps／Hz
可以看出，這時(shí)系統已經(jīng)具有較高的頻譜效率。25路話(huà)音信號總的速率與經(jīng)串并變換和4PSK映射后的各子信道上有用信息的符號率相比，每個(gè)子信道還可以插入冗余信息用于同步、載波參數、幀保護和用戶(hù)信息等。需要指出的是：
①由于OFDM信號時(shí)頻正交性的限制條件，在此設計中盡管采用了25個(gè)子載波并行傳輸也只能傳25路語(yǔ)音。如果要傳8路語(yǔ)音，經(jīng)串并轉換和16QAM映射后，各個(gè)子信道上有用信息的符號率為1.855bps／Hz，最多還可以插入的冗余信息為O.145bps／Hz，在實(shí)際傳輸中這是很難保證的傳輸質(zhì)量的，因此該設計相對于M-16QAM采用4個(gè)子載波傳輸6路話(huà)音并不矛盾。
②在此設計中，為冗余信息預留了較多的位，其冗余信息與有用信息的比值為0.59，大于iDEN系統的0.44。這是考慮到OFDM信號對于載波相位偏差和定時(shí)偏差都較為敏感，這樣就可以插入較多的參考信號以快速實(shí)現載波相位的鎖定、跟蹤及位同步；另一方面對引導符號間隔的選擇也較為靈活，在設計中選擇引導符號間隔L=10。
③OFDM信號調制解調的核心是DFT／IDFT算法。目前，普遍采用DSP芯片完成DFT／IDFT，因此有必要對設計所需的DSP性能進(jìn)行估計。根據設計要求，至少要能在250μs內完成32個(gè)復數點(diǎn)的FFT運算。我們知道，N個(gè)復數點(diǎn)的FFT共需要2Nlog2 N次實(shí)數乘法和3Nl0g2 N次實(shí)數加法。假設實(shí)數乘法和實(shí)數加法都是單周期指令，以32個(gè)復數點(diǎn)為例，這樣共需要800個(gè)指令周期，即20μs，因此采用TMS320VC5402能夠滿(mǎn)足設計要求(TMS320VC5402的單指令周期為10ns)。
綜上所述，OFDM數傳設備參數如表l所列。

4 軟件構成
上面確定了OFDM數傳設備的主要參數及算法，下面說(shuō)明用TMS320VC5402實(shí)現的軟件設計及流程，如圖3所示。

4. 1 調制部分的軟件設計
此程序作為子程序被調用之前，要發(fā)送的數據已經(jīng)被裝入數據存儲器，并將數據區的首地址及長(cháng)度作為入口參數傳遞給子程序。程序執行時(shí)，首先清發(fā)送存儲器，然后配置AD9708的采樣速率，之后允許串行口發(fā)送中斷產(chǎn)生，使中斷服務(wù)程序自動(dòng)依次讀取發(fā)送存儲器中的內容，送入AD9708變換成模擬信號。之后程序從數據存儲器讀取一幀數據，經(jīng)編碼，并行放入IFFT工作區的相應位置，插入導頻符號并將不用的點(diǎn)補零。隨后進(jìn)行IFFT，IFFT算法采用常用的時(shí)域抽點(diǎn)算法DIT，蝶形運算所需的WN可查N=512字的定點(diǎn)三角函數表得到。由于TMS320VC5402的數值計算為16位字長(cháng)定點(diǎn)運算方式，所以IFFT采用成組定點(diǎn)法，既提高了運算精度又保證了運算速度。然后對IFFT變換后的結果擴展加窗，并將本幀信號的前擴展部分同上幀信號的后擴展部分相加，加窗所需窗函數可查表得到。窗函數存放在窗函數表中，是事先利用C語(yǔ)言浮點(diǎn)運算并將結果轉換為定點(diǎn)數存放在表中的。
經(jīng)實(shí)測，從讀取串行數據到加窗工作完成最多占用75個(gè)抽樣周期(75125μs)的時(shí)間，而發(fā)送一幀信號需512+32=544個(gè)抽樣周期(544125μs)。這說(shuō)明C5402的運算速度足夠滿(mǎn)足需要。
當上一幀信號發(fā)送完畢，程序立即將以處理好的本幀信號送入發(fā)送存儲器繼續發(fā)送，并通過(guò)入口參數判斷數據是否發(fā)送完畢。
4. 2 解調部分的軟件設計
用TMS320VC5402實(shí)現的流程分同步捕捉及解調兩個(gè)階段。同步捕捉階段執行時(shí)，首先清接收存儲器，配置AD9057的采樣速率，然后開(kāi)串行口接收中斷，使接收中斷服務(wù)程序接收來(lái)自AD9057的采樣數據并依次自動(dòng)存入接收存儲器。
每得到一個(gè)新的樣點(diǎn)，程序先用DFT的遞推算法解調出25路導頻符號，并對導頻均衡。之后分別同參考導頻符號矢量600h+j600h進(jìn)行點(diǎn)積，這里用導頻符號矢量的實(shí)部與虛部的和代替點(diǎn)積，即可反映相關(guān)函數的規律，以簡(jiǎn)化運算。求得25路導頻與參考導頻的相關(guān)值后暫時(shí)保存，并分別與前一個(gè)樣點(diǎn)所保存的各導頻相關(guān)值比較(相減)，用一個(gè)字節保存比較結果的正負號(每路導頻占1bit)。在處理前一個(gè)樣點(diǎn)的過(guò)程中，也用一個(gè)字節保存它同其前一樣點(diǎn)的導頻相關(guān)值比較的正負號。對這兩個(gè)字節進(jìn)行簡(jiǎn)單的邏輯運算，即可判斷出各導頻是否在前一個(gè)樣點(diǎn)處出現峰值。倘若25路導頻中有20個(gè)以上的導頻同時(shí)出現峰值，則認為該樣點(diǎn)以前的N=512個(gè)樣點(diǎn)即為捕捉到的一幀信號，程序進(jìn)入解調階段；否則等待接收新的采樣點(diǎn)繼續進(jìn)行同步捕捉。
解調階段首先對捕捉到的幀信號進(jìn)行實(shí)信號的FFT變換，仍然采用成組定點(diǎn)法，之后進(jìn)行均衡。然后利用導頻算出本地抽樣時(shí)鐘的延遲τ，在計算中應盡量避免出現除法，可將常數分母取倒數后提前算出，作為乘法的系數。為了保證其后二維AGC的精度，計算中τ精確到O.1μs。接下來(lái)根據τ調整抽樣時(shí)鐘，程序將調整量通知串行口發(fā)送中斷服務(wù)程序后，繼續執行二維AGC，而由中斷服務(wù)程序在每次中斷響應時(shí)間發(fā)布命令，每次可以調整下一采樣時(shí)刻提前(或落后)1μs。
二維AGC分兩步進(jìn)行。首先根據τ對均衡后的調制矢量進(jìn)行相位校正，這里需要利用FFT變換所使用的512字的三角函數表，用一個(gè)指針指向三角函數表的表頭，根據τ及三角函數表角度間隔算出多少路子信道才需要將指針下移一格，通過(guò)這種查表的方法可以簡(jiǎn)潔地確定各子信道的校正量。經(jīng)相位校正后，即可利用導頻進(jìn)行幅度校正。
接下來(lái)經(jīng)判決，并／串變換及解碼即可解調出本幀數據。然后對均衡器的權值采用LMS算法進(jìn)行調節。程序通過(guò)對這部分信號進(jìn)行簡(jiǎn)單的幅值門(mén)限分析，很容易判斷出是否收到了信號。若有則繼續接收；否則結束返回。

結語(yǔ)
本文介紹了OFDM技術(shù)的基本原理，敘述了基于OFDM技術(shù)的電力線(xiàn)數傳通信設備的軟硬件設計，給出了此設計的具體參數。