IQ寬帶調制器實(shí)現寬帶無(wú)線(xiàn)電通信設計

現代數字無(wú)線(xiàn)通信發(fā)射機的設計給設備設計者們帶來(lái)了越來(lái)越多的挑戰。數據吞吐量不斷提升的趨勢，使得所發(fā)射信號的調制密度和載波帶寬也隨之增加。由于更高階次的調制方法的采用，峰均值比例也要增加。因此，在傳送相同的rms功率電平信號時(shí)，要保持良好的相鄰信道功率比，就要使用互調失真范圍更大而噪聲更小的器件。

基帶、IF（中頻）和RF（射頻）帶寬在信道中傳輸時(shí)必須要保持平坦，以便維持調制載波的頻譜形狀。而且，如果運用了數字預失真技術(shù)，高次諧波就必須能通過(guò)基帶輸入，增益的平坦性也需維持到三次諧波頻率分量。當射頻發(fā)射機設計需要在非常寬的RF頻率范圍上工作時(shí)，整個(gè)信號鏈的RF增益的平坦度是設計的關(guān)鍵。最大限度減小信號鏈增益隨著(zhù)頻率的變化而出現的波動(dòng)，就可以減輕信號鏈規劃和預算安排的負擔。本文將專(zhuān)注于IQ調制器的討論，它是現代發(fā)射機中一個(gè)關(guān)鍵的組成部分。

IQ寬帶調制器

ADL5385是一種IQ寬帶調制器，使用了一個(gè)2x的本地振蕩器來(lái)實(shí)現五倍頻程（50MHz～2.2GHz）的工作范圍。此外，它還集成了一個(gè)溫度傳感器，其RF輸出還可以直接驅動(dòng)一個(gè)50?的負載。

圖1 ADL5385結構框圖

IQ調制器可將基帶信號的頻率通過(guò)混頻電路平移到RF頻譜中所要求的位置上。它包含一個(gè)來(lái)自于本地振蕩器的輸入，其可分解成同相和正交分量。這兩個(gè)信號驅動(dòng)各自的混頻器，而這些混頻器還受到同相和正交基帶信號驅動(dòng)。來(lái)自這兩個(gè)混頻器的輸出相加后可以產(chǎn)生一個(gè)RF或者IF頻段的調制載波。ADL5385不但包含這些基本的模塊，還采用一個(gè)“一分為二”的有源LO分配器來(lái)取代傳統的無(wú)源多相濾波器，故可以實(shí)現寬達五個(gè)10倍頻程的調諧范圍。圖2所示為ADL5385的寬帶特性，在整個(gè)輸出頻率范圍內，其輸出功率有著(zhù)非常平坦的響應，1dB帶寬達到1300MHz。

圖2 不同溫度下的系統單邊帶輸出

用誤差向量大小衡量信號質(zhì)量

誤差向量（EVM）可以用來(lái)衡量信號調制的質(zhì)量，它直接受到調制器內積分和幅度誤差的影響。通過(guò)觀(guān)察單邊帶頻譜中的邊帶抑制程度可以測量出積分和幅度誤差的大小。從圖2中還可以看出，ADL5385 IQ調制器未經(jīng)補償的邊帶抑制能力在900MHz以?xún)榷嫉陀?38dBc。一般來(lái)說(shuō)，這樣的邊帶抑制能力可以保證EVM大小能更容易地為大多數通信標準所接受。如果需要更高的性能，則可以通過(guò)調整基帶信號的相對幅度和相位來(lái)使邊帶抑制性能達到最優(yōu)化。

圖3中的頻譜、星座圖和眼圖是利用5.056941 MSym/s的隨機數據借助α參數為0.18的濾波器產(chǎn)生的。對典型的有線(xiàn)調制/解調器頭端來(lái)說(shuō)，這一信號足以逼真地模仿其數據傳輸率和調制性能?？梢钥闯?，這個(gè)信號的EVM大小是0.33%rms，它的積分誤差是0.27，增益誤差是0.003dB。

圖3 64－QAM（正交幅度調制）載波在350MHz下的頻譜、星座圖和眼圖

圖3中的性能參數是在未對基帶數據進(jìn)行數字補償的情況下獲得的。上述特性連同很寬的RF調諧范圍，使得該調制器不需要經(jīng)過(guò)出廠(chǎng)前的校準就可以投入使用。這可以大大減少在設計和制造上所需花費的時(shí)間和精力。

信號質(zhì)量和功率電平

圖4示出了在同一種64-QAM調制載波的情況下，ACPR（相鄰信道功率比）隨輸出功率所發(fā)生的變化。其中，碼率為5.056941MSym，濾波器α系數為0.18，相鄰信道帶寬為5.25MHz。

圖4 64－QAM相鄰信道功率比隨輸出功率的變化情況

ADL5385 IQ調制器的低失真特性，使之能達到很高的輸出功率電平，而對相鄰信道的泄漏最小。這樣，射頻系統后續電路級的增益可以降低。
　　
“一分為二”（1/2）分配器實(shí)現了寬帶操作

有線(xiàn)調制解調器頭端之類(lèi)的系統，必須能在40～900MHz范圍內動(dòng)態(tài)的放置載波。用無(wú)源的電阻電容多相網(wǎng)絡(luò )將LO分解成相互正交分量的傳統調制器，并不能達到這么寬的頻率范圍。這是因為阻容網(wǎng)絡(luò )只能針對一個(gè)特定的中心頻率進(jìn)行調諧，而且其有效范圍只能覆蓋兩倍頻程。使用IQ調制器可將基帶信號上變頻到電纜傳輸頻帶以上的IF頻段，該頻率大約為1100 MHz。該IF信號隨后通過(guò)混頻器實(shí)現降頻，進(jìn)入電纜頻帶。這些解決方案需要使用更多的器件，其設計的復雜性增加了人們在設計上所花費的時(shí)間和精力。顯然，如果上述信號鏈可以被簡(jiǎn)化為單級式直接發(fā)射架構的話(huà)，系統的成本和復雜度都可以得以降低。

ADL5385利用“二分”型LO分配器來(lái)克服傳統IO調制器只能覆蓋兩個(gè)倍頻程的局限性。圖5示出了這種結構，從圖中可以看到LO信號和其反相信號分別成為兩個(gè)D型觸發(fā)器的時(shí)鐘信號。在A(yíng)DL5385中，反相信號是通過(guò)讓輸入到形成差分構形的兩個(gè)D觸發(fā)器上的某個(gè)信號的極性顛倒而得到的。對圖5中時(shí)序進(jìn)行仔細的觀(guān)察，就會(huì )發(fā)現，保證所施加的LO信號處在RF輸出頻率的1/2頻率上且LO信號的占空比恰好是50％，將是非常重要的。任何50％的偏移都將對90的信號分離特性產(chǎn)生不利影響，而這接下來(lái)還會(huì )影響邊帶的抑制能力。

圖5 ADL 5385IQ調制器使用了一個(gè)“二分”分相器電路

大基帶帶寬可增加數據容量.

在單通道調制系統中，數據容量可利用更高階次的調制方案或更大的頻帶寬度來(lái)予以提升。圖６示出ADL5385的歸一化的基帶頻率響應。由于載波帶寬增加，如何在載波信號的頻帶寬度范圍上保持一個(gè)平坦的增益就成為難點(diǎn)。如果增益波動(dòng)太大，則可能在數字域中進(jìn)行預補償。這個(gè)處理過(guò)程將需要每個(gè)射頻頻率下響應特性的測量結果，并會(huì )增加設計的復雜性并提高射頻系統的制造成本。ADL5385在寬達85MHz的范圍內可以保證0.1dB的基帶增益平坦度。這就意味著(zhù)對于大多數的應用來(lái)說(shuō)，無(wú)需實(shí)行任何類(lèi)型的預補償。

圖6 ADL5385基帶歸一化頻率響應

與基帶IQ DAC的無(wú)縫接口

ADL5385能與Analog Devices公司的Transmit 數模轉換器（TXDAC）系列產(chǎn)品實(shí)現無(wú)縫集成。在二者之間的接口一般需要用到6個(gè)電阻和1個(gè)簡(jiǎn)單的LC濾波器（見(jiàn)圖７）。來(lái)自于DAC的每一路輸出的4個(gè)接地電阻，可以為ADL5385基帶輸入提供500mV的DC偏置，而連接在每個(gè)差分對之間的電阻則調節基帶輸入的AC擺幅。采用這種簡(jiǎn)化的接口，就可以避免采用單端差分或者電平平移放大器的必要。

圖7 AD9779和ADL5385接口的原理圖