WiMAX系統中導頻和信道估計

信道估計是OFDMA系統應用研究的關(guān)鍵技術(shù)，其準確程度極大地影響著(zhù)系統性能，尤其是結合多輸入多輸出(MIMO)高階調制時(shí)。到目前為止，針對單輸入單輸出(SISO)-OFDM系統的信道估計方法甚多，有基于最小平方(LS)的頻域信道估計，有基于傅立葉變換(FFT)的信道估計，有基于LS準則和最小均方誤差(MMSE)準則的時(shí)域信道估計，有盲信道估計等。這些方法各有利弊，在不同系統中的性能差異較大。

OFDMA系統中，上下行鏈路工作原理差別很大，下行鏈路是一個(gè)廣播信道，可遵循正交頻分復用(OFDM)系統中信道估計方法的思想，而對于上行鏈路，各用戶(hù)與基站的通信是隨機的，每個(gè)用戶(hù)對應自己的多徑衰落信道，信道估計需分別進(jìn)行。當OFDMA系統結合MIMO技術(shù)時(shí)，接收信號是多根發(fā)射天線(xiàn)的信號疊加，不同天線(xiàn)之間的信號存在干擾，信道估計的準確程度極大地影響著(zhù)系統性能，因此MIMO系統中對信道估計的準確程度比一般SISO系統要求更高。另外，802.16d和802.16e標準對上下行鏈路定義了不同的子信道分配方案，以適應不同的情形。在各種分配方案中，導頻開(kāi)銷(xiāo)和導頻圖案有所不同，因此所采用的信道估計方法也不同。綜上所述，研究WiMAX-MIMO-OFDMA系統中，不同導頻模式下的信道估計極具意義。

1 WiMAX-MIMO-OFDMA系統模型

WiMAX-MIMO-OFDMA系統的發(fā)射接收流程與OFDMA子信道分配方法、MIMO技術(shù)及其編碼矩陣等有關(guān)，其框架結構較多，具體見(jiàn)文獻[1]。發(fā)射端大概包括編碼、交織、調制、子信道化、MIMO編碼、插導頻、快速傅里葉反變換(IFFT)操作、濾波、數模(DA)變換、無(wú)線(xiàn)射頻(RF)調制等流程，其先后順序在不同情況下有所變化。接收端與發(fā)射端互為逆過(guò)程。

OFDMA子信道分配分為完全使用子信道(FUSC)和部分使用子信道(PUSC)。FUSC是先選擇導頻子載波，再將剩下的子載波分成子信道進(jìn)行數據傳輸；而PUSC是先把可用子載波分成子信道，再在每個(gè)子信道中選擇導頻子載波。

MIMO技術(shù)主要包括發(fā)射分集和空間復用[3]。WiMAX系統中支持的有空時(shí)分組碼(STBC)，空頻分組碼(SFBC)，跳頻分集碼(FHDC)，垂直分層空時(shí)碼(V-BLAST)和水平分層空時(shí)碼(H-BLAST)[1]。下行鏈路中支持2根、3根和4根發(fā)射天線(xiàn)，上行鏈路中僅支持2根發(fā)射天線(xiàn)[1]。對于不同發(fā)射天線(xiàn)數，有A、B、C這3種編碼矩陣[1-2]。

WiMAX系統中的子載波分為3種：數據子載波，用于傳輸數據；導頻子載波，用于各種估計或同步；空子載波，包括保護子載波和直流(DC)子載波，不用于傳輸[4]。

802.16e的目標是能夠向下兼容802.16d，其物理層實(shí)現與802.16d基本一致，主要差別在于對OFDMA進(jìn)行了擴展。802.16d中，僅規定了2 048點(diǎn)OFDMA。而802.16e中，可以支持2 048點(diǎn)、1 024點(diǎn)、512點(diǎn)和128點(diǎn)，以適應不同地理區域從20 MHz到1.25 MHz的信道帶寬差異。本文的信道估計是針對802.16e標準進(jìn)行研究的，其同樣適用于802.16d。

2 WiMAX-MIMO-OFDMA系統導頻圖案

OFDMA系統中下行(DL)子信道分配方法包括DL-PUSC、DL-FUSC、下行可選完全使用子信道(DL-OFUSC)、支持自適應調制編碼(AMC)子信道的可選子信道分配等，上行(UL)子信道分配方法包括UL-PUSC、上行可選部分使用子信道(UL-OPUSC)、支持AMC子信道的可選子信道分配[1]。本文重點(diǎn)介紹其中5種。

2.1DL-PUSC

首先將可用子載波(數據子載波和導頻子載波)分成基本簇，一個(gè)子信道包含兩個(gè)基本簇，一個(gè)基本簇包含兩個(gè)時(shí)間符號，占用每個(gè)符號中的14個(gè)子載波，如圖1所示。

DL-PUSC是下行部分使用子信道，所有導頻隨著(zhù)基本簇的劃分被分成6個(gè)組，這6個(gè)組又分給不同的扇區，每個(gè)扇區調用其中的一個(gè)或多個(gè)組。DL-PUSC支持2根和4根發(fā)射天線(xiàn)，不同天線(xiàn)間的導頻通過(guò)時(shí)域和頻域區分，其變化周期為4個(gè)時(shí)間符號。

2.2DL-FUSC

DL-FUSC調用所有子信道，首先在可用子載波中指定導頻子載波，然后將剩下的數據子載波分成子信道。導頻子載波分為固定導頻和可變導頻，分別包含固定和可變的兩個(gè)導頻集。導頻集中導頻子載波數目和位置隨子載波個(gè)數的不同而不同[1]。固定導頻不隨時(shí)間變化，可變導頻根據奇符號和偶符號改變導頻子載波，導頻位置的計算如式(1)所示：

PilotLocation=VariableSet#x+6(SymbolNumbermod2) (1)

其中，x=0或1，SymbolNumber表示第m個(gè)符號，m 從0開(kāi)始。

DL-FUSC支持2根或4根發(fā)射天線(xiàn)，其變化規則如下：

(1) 2根發(fā)射天線(xiàn)：在偶時(shí)間符號內，天線(xiàn)0使用VariableSet#0和ConstantSet#0，天線(xiàn)1使用VariableSet#1 和ConstantSet#1；在奇時(shí)間符號內，天線(xiàn)0使用VariableSet#1和ConstantSet#0，天線(xiàn)1使用VariableSet#0和ConstantSet#1。其中，可變導頻子載波每2個(gè)符號變化一次，如式(2)所示：

PilotLocation=VariableSet#x+6floor( (SymbolNumber/2) mod 2) (2)

(2) 4 根發(fā)射天線(xiàn)：在偶時(shí)間符號內，天線(xiàn)0使用VariableSet#0和ConstantSet#0，天線(xiàn)1使用VariableSet#1 和ConstantSet#1，天線(xiàn)2使用VariableSet#0＋1，天線(xiàn)3使用VariableSet#1＋1；在奇時(shí)間符號內，天線(xiàn)0使用VariableSet#1，天線(xiàn)1使用VariableSet#0，天線(xiàn)2使用VariableSet#1＋1和ConstantSet#0，天線(xiàn)3使用VariableSet#0＋1和ConstantSet#1。其中，可變導頻子載波的位置也是每?jì)蓚€(gè)符號變化一次。

2.3DL-OFUSC

這種分配方法調用所有的子信道，先分配導頻載波，再將剩下的數據子載波分成子信道。導頻子載波的分配方法是：每9個(gè)可用子載波為一組，分為若干子載波組，每組指定一個(gè)導頻子載波，導頻子載波的位置根據OFDMA符號的時(shí)間序號而改變。如果9個(gè)連續子載波的編號是0~8，則導頻子載波的編號是3l＋1，l=m mod3(m是OFDMA符號序號)。DL-OFUSC支持2根、3根或4根發(fā)射天線(xiàn)。

2.4UL-PUSC

和DL-PUSC 一樣，首先將所有可用子載波分成“單元塊”，每個(gè)單元塊由3 個(gè)連續符號上的4 個(gè)連續子載波組成，導頻子載波位于每個(gè)單元塊的四角，如圖2所示。子信道由6個(gè)不相鄰單元塊構成。UL-PUSC僅支持2根發(fā)射天線(xiàn)，其變化規則見(jiàn)圖3。

2.5UL-OPUSC

該方法中每個(gè)子信道包含6個(gè)單元塊，每個(gè)單元塊由3個(gè)連續符號上的3個(gè)連續子載波構成，導頻子載波指定為第二個(gè)子載波上的第二個(gè)符號。UL-OPUSC僅支持2根發(fā)射天線(xiàn)。

2.6五種導頻模式分析比較

(1)分配導頻數

DL-FUSC和DL-OFUSC屬于下行導頻模式，調用了所有的子信道，接收端可以得到全部導頻信號；DL-PUSC屬于下行使用子信道的導頻模式，每個(gè)扇區調用其中的一個(gè)或多個(gè)組，接收端得到的導頻多少和調用組的數目和型號有關(guān)；UL-PUSC和UL-OPUSC屬于上行部分使用子信道的導頻模式，一個(gè)用戶(hù)分配其中的一個(gè)或多個(gè)子信道，接收端得到的導頻多少與分配的子信道數目有關(guān)。

(2)導頻開(kāi)銷(xiāo)

UL-PUSC>UL-OPUSC>DL-PUSC> DL-OFUSC>DL-FUSC。

(3)導頻功率

DL-PUSC、DL-FUSC、DL-OFUSC 和UL-OPUSC這4種模式中，導頻處功率比平均數據功率高2.5 dB；而UL-PUSC模式中，兩者相等。

3 WiMAX-MIMO-OFDMA系統中的信道估計

目前的信道估計種類(lèi)繁多，本文就3種典型的估計方法進(jìn)行研究。仿真條件為：子載波個(gè)數是1 024，載頻為3.5 GHz，信道模型采用6徑的典型城市(TU)信道[5]，循環(huán)前綴是64，發(fā)射接收天線(xiàn)分別為2和1，車(chē)速是50 km/h，采用1/2卷積編碼加交織，其他不同條件下的信道估計仍可參考這些仿真圖。

3.1時(shí)域LS信道估計

(1) 時(shí)域LS信道估計算法原理

時(shí)域LS信道估計器實(shí)際是一個(gè)解相關(guān)器，接收信號通過(guò)和偽逆矩陣相乘分離出信道特性。算法假設接收端知道每個(gè)徑的具體延時(shí)，但不知道確切增益。

若一根發(fā)射天線(xiàn)的一個(gè)時(shí)間符號上有M個(gè)導頻{a i(mk)}, k =0,1…M -1，i 表示第i 根發(fā)射天線(xiàn)，mk表示第k個(gè)導頻所處的子載波，mk∈{0…N -1}，N為子載波個(gè)數，那么接收到的導頻信號，其矩陣形式如式(3)所示(為了簡(jiǎn)化，省略掉接收天線(xiàn)和時(shí)間序號)：

其中，

代表第k個(gè)導頻子載波上的接收信號；hi=[hi(0),hi (1)…h(huán)i (L -1)]?祝，hi (l)代表了第一徑的復信道增益；hpi是加性高斯噪聲向量；Tpi =diag[ai(mk)/k =0…M -1]是一個(gè)MpMp的對角矩陣，Wpi見(jiàn)式(4)：

Wpi是ML的傅立葉變換矩陣，?子i, i =0…L -1是每徑的時(shí)延，Tu是符號周期。

因為(Tpi )HTpi=dI，d為常數，I為單位陣，所以信道的時(shí)域沖激響應如式(5)所示：

hLS=((TpiWpi)HTpiWpi)-1(TpiWpi)HYpi

=1/d ((Wpi)HWpi)-1(TpiWpi)HYpi (5)

然后把時(shí)域沖激響應hLS轉換到頻域，就得到所需的信道頻域響應。

(2) 時(shí)域LS信道估計仿真性能及分析

分配的導頻數目對時(shí)域LS估計器影響較大，此估計器非常適合下行FUSC和下行可選FUSC模式；對于下行PUSC，如果只分配一個(gè)組時(shí)，一般不采用(子信道分配數目與組的型號有關(guān))；對于上行的導頻模式，只有用戶(hù)分配到的子信道數為兩個(gè)以上時(shí)方可采用。另外，估計性能還與導頻功率有關(guān)，在導頻載波數相同的情況下，上行PUSC性能較差。圖4是時(shí)域LS信道估計的均方誤差(MSE)性能比較圖。

3.2頻域LS信道估計與插值

WiMAX-MIMO-OFDMA系統的導頻模式是二維離散的，第k 個(gè)子載波的頻域LS信道估計H(k )如式(6)所示：

其中Y(k )、H(k )、p(k )和W(k )分別表示第k個(gè)子載波的接收信號、信道頻率響應、導頻信號和高斯白噪聲。

WiMAX系統中，定義了保護子載波，而且導頻不是以2的n 次方等間隔插入，這樣，公式(6)不能進(jìn)一步化簡(jiǎn)，存在求逆計算，復雜度較高，目前的硬件條件難以實(shí)現。另外，此算法需要預先知道信道多徑時(shí)延，這給信道估計也帶來(lái)了一定不便。

對于頻域LS信道估計，只能得到離散點(diǎn)的信道狀態(tài)信息，要得到全部子載波的響應，必須進(jìn)行插值。目前，線(xiàn)性插值(Linear)，三次樣條插值(Spline)和最近點(diǎn)插值(Nearest)是3種常見(jiàn)的方法。Linear插值相當于把相鄰的數據點(diǎn)用直線(xiàn)連接進(jìn)行插值；Spline插值是利用已知數據求出樣條函數后，按照此函數插值，其曲線(xiàn)最光滑，但當數據分布不均勻時(shí)，結果不理想；Nearest插值是根據已知兩點(diǎn)間的插值點(diǎn)和這兩點(diǎn)間的位置遠近來(lái)插值，實(shí)現最簡(jiǎn)單，但插值最粗糙。

由于插值結果與導頻密度，導頻功率和導頻圖案有關(guān)，并不是所有模式都適合使用，下面分別進(jìn)行分析：

(1) 下行PUSC：此模式下的插值是以簇為單元，每根天線(xiàn)在簇中的每個(gè)時(shí)間符號上僅分配到一個(gè)導頻載波，因此，只能采用Nearest插值。

(2) 下行FUSC：3種插值方法都可采用。但是下行FUSC的導頻分布及不均勻，采用Spline插值時(shí)，性能較差，另外，Nearest插值性能較差。綜上，建議選擇Linear插值。

(3) 下行可選FUSC：3種插值都可采用。此模式的導頻分布較均勻，高性噪比時(shí)，Spline性能甚至比Linear好。但低信噪比時(shí)，由于受噪聲影響，Spline性能不如Linear。

(4) 上行PUSC：此模式下的插值是以塊為單元，每根天線(xiàn)在塊中每個(gè)時(shí)間符號上至多分配到一個(gè)導頻載波，因此，只能采用Nearest插值。

(5) 上行可選PUSC：此模式可采用Linear插值和Nearest插值，其中，Linear性能較好。

另外，比較常見(jiàn)的還有濾波器插值(如維納插值)，但由于復雜度較高，不予說(shuō)明。圖5是頻域LS信道估計與插值的MSE性能比較圖。

3.3基于FFT的信道估計算法

基于FFT的信道估計只適合于導頻以2的n (n 為非負整數)次方等間隔插入的情況。而WiMAX-MIMO-OFDMA系統中，不僅存在保護子載波，而且導頻也非2的n 次方等間隔插入，因此要利用這一估計方法，必須做一些改進(jìn)。下面是具體步驟：

采用頻域LS算法得到導頻處的信道頻域響應；

對離散的信道狀態(tài)信息插值，得到可用子載波處的信道頻域響應；

構建頻域連續性，即對保護子載波部分進(jìn)行插值(鑒于復雜度問(wèn)題，可采用Linear插值)，得到N點(diǎn)的信道頻域響應HLS；

將HLS(k )經(jīng)過(guò)IFFT操作轉換到時(shí)域：h1(n )=IFFT [HLS]；

保留h1的前LCP點(diǎn)(循環(huán)前綴長(cháng)度)和后Ltail點(diǎn)(根據當前信道類(lèi)型和導頻個(gè)數取值)，中間置0，減小噪聲影響：

將h2(k)經(jīng)過(guò)FFT操作轉換到頻域，即得所需信道估計值：HFFT(k)=FFT[h 2(n )]。

這一方法僅適用于下行FUSC和下行可選FUSC，但考慮到下行FUSC的導頻分布不均勻，插值性能不好，建議不采用。下行可選FUSC中的MSE性能如圖6所示。

4 結束語(yǔ)

本文仿真比較了WiMAX-MIMO-OFDMA系統中的信道估計，得出了每種導頻模式下的最優(yōu)信道估計：

(1)下行PUSC：導頻分配較多時(shí)，時(shí)域LS信道估計最優(yōu)，否則采用頻域LS估計和Nearest插值；

(2)下行FUSC：時(shí)域LS估計最優(yōu)，其它方案性能較差；

(3)下行可選FUSC：時(shí)域LS估計最優(yōu)，其次可選改進(jìn)的FFT信道估計；

(4)上行 PUSC：用戶(hù)分配到較多子信道時(shí)，時(shí)域LS信道估計最優(yōu)，否則采用頻域LS估計和Nearest插值；

(5)上行可選PUSC：用戶(hù)分配到較多子信道時(shí)，時(shí)域LS估計最優(yōu)，否則采用頻域LS估計和Linear插值。另一方面，考慮到目前的硬件水平，時(shí)域LS估計較難實(shí)現，可采用次優(yōu)的簡(jiǎn)單算法。

5 參考文獻

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