CAN協(xié)議中CRC編碼的硬件實(shí)現

關(guān)鍵詞 CAN協(xié)議；CRC檢驗；串行；并行

通信系統總線(xiàn)在傳輸信息時(shí)，不可避免要受到各種干擾的影響，使得傳輸信息出錯。CAN協(xié)議中，為了保證幀傳輸的可靠性和較高的檢錯效率，其采用了以下幾種檢錯方式：位錯誤、填充錯誤、CRC錯誤、格式錯誤及應答錯誤檢測。通過(guò)以上檢錯方式，它對于受損報文檢測不到其受損的概率為：報文受損率*4.7*10^-11，因而CAN總線(xiàn)極高的檢錯率使得它目前被廣泛應用到工業(yè)控制、通信、汽車(chē)甚至軍事等多個(gè)領(lǐng)域。CRC檢驗作為CAN協(xié)議中一種重要的且行之有效的檢錯方式，它的生成多項式可以檢驗7級，具有編碼簡(jiǎn)單且誤判率低的優(yōu)點(diǎn)。

CAN協(xié)議中規定，需要對幀起始、仲裁場(chǎng)、控制場(chǎng)和數據場(chǎng)（若存在的話(huà)）組成的未經(jīng)填充的位流進(jìn)行CRC編碼。具體實(shí)現方法為：被除多項式的系數由幀起始、仲裁場(chǎng)、控制場(chǎng)、數據場(chǎng)（若存在的話(huà)）及15位（最低系數）0組成的未經(jīng)填充的位流給定，而生成多項式為X¹⁵+X¹⁴+X¹⁰+X⁸+X⁷+X⁴+X³+1，被除多項式被生成多項式除（系數按模-2計算），余數即為將要發(fā)至總線(xiàn)的CRC序列。發(fā)送節點(diǎn)和接收接點(diǎn)的CAN控制器均采用相同的方法生成CRC檢驗碼，并與發(fā)送節點(diǎn)送出的CRC檢驗碼進(jìn)行比較，以判斷報文是否出錯，若出錯，CAN控制器會(huì )依據總線(xiàn)仲裁原則及受損報文優(yōu)先發(fā)送原則對已損壞報文自動(dòng)進(jìn)行重發(fā)。

CRC檢驗碼硬件上的實(shí)現，可以采用串行和并行兩種實(shí)現方式。在串行方式中，需編碼的位流按位逐位輸入，位流輸入完成后生成檢驗碼，檢驗碼緊隨需檢驗的位流發(fā)出或接收到。并行方式中需檢驗的位流每k位輸入到檢驗碼生成電路中，因而檢驗碼的生成效率大大高于串行方式。以下針對CAN 協(xié)議中CRC檢驗的生成多項式進(jìn)行闡述。

3.1 CRC檢驗碼的串行實(shí)現

CAN協(xié)議中CRC碼為15位，需要15位的移位寄存器來(lái)實(shí)現，移位寄存器c₀c₁c₂……c₁₂c₁₃c₁₄在CRC檢驗碼生成過(guò)程中寄存CRC檢驗碼的中間值，計算完成后其值即為最終的CRC檢驗碼。設c(t)=[c₀c₁c₂……c₁₂c₁₃c₁₄]為t時(shí)刻移位寄存器的狀態(tài)，復位時(shí)初始狀態(tài)時(shí)c(0)=[ 000……000]。移位寄存器的狀態(tài)轉換方程為：

c(t+1)= [c₀c₁c₂……c₁₂c₁₃]*[0|I₁₄](c₁₄ds_t)*g

= [c₀c₁c₂……c₁₂c₁₃]*[0|I₁₄]c₁₄*gds_t*g

= [c₀c₁c₂……c₁₂c₁₃ c₁₄]*Ads_t*g

= c(t) *Ads_t*g

上式中，I₁₄為14階單位陣，ds_t為串行輸入數據，表示異或，g=[g₀g₁……g₁₃g₁₄]為生成多項式的系數行矩陣，而A為n階方陣。

依據以上的CRC檢驗碼的狀態(tài)轉換方程實(shí)現的RTL級的VHDL代碼如下：

c=ds xor c(14);

if(rst='0')then

c=(others=>'0');

elsif(rising_edge(clk))then

if(en_transmit='0')then

c=(others=>'0');

elsif(en_crc_code='1' and f_ds='1' and f_ds_sync='0')then

if(c ='1')then

c(14 downto 1)=c(13 downto 0) xor "10001011001100";

c(0)='1';

else

c(14 downto 1)=c(13 downto 0);

c(0)='0';

end if;

end if;

end if;

在以上代碼中，rst 為外部復位信號，en_transmit 為幀發(fā)送使能信號，en_crc_code 為CRC代碼編碼使能信號，ds為輸入的串行數據，f_ds與ds同時(shí)有效，f_ds='1' and f_ds_sync='0'代表f_ds的上升沿，c為15位移位寄存器，用于寄存CRC檢驗碼的中間結果并輸出其最終結果。

需注意的是：信號en_crc_code在發(fā)送支路中和接收支路中應包含需編碼位流的填充和解除填充信息（即填充位不進(jìn)行編碼）。

3.2 CRC檢驗碼的并行實(shí)現

CRC檢驗碼的并行實(shí)現方式，CAN協(xié)議中未給出，但并行實(shí)現方式具有很高的檢驗碼生成效率，很有必要采用，以下給出其實(shí)現方法。其狀態(tài)轉移方程可表示為：

式中，c為15位移位寄存器，復位時(shí)各位均為0，在檢驗碼生成過(guò)程中，寄存CRC檢驗碼的中間值，其值每輸入k位數據變化一次，編碼完成后輸出最終的檢驗碼，c(t)和c(t+k)分別為c在t時(shí)刻及t+k時(shí)刻的狀態(tài)，實(shí)際應用中c(t+k)表示緊隨c(t)狀態(tài)的并行k位數據輸入后的狀態(tài)，k 為并行寬度，此處取8,dp為k位并行輸入數據，A即為3.1節所述方陣，

，其中的G亦為3.1節所述的生成多項式的系數行矩陣。矩陣運算過(guò)程中， 需注意的是：矩陣乘積的結果需進(jìn)行模2處理，即奇數用1代替，偶數以0代替。由此得到基于CAN協(xié)議中生成多項式的8位并行CRC檢驗碼邏輯表，如表1所示。寄存器每位的表示如c₆= c₉c₁₃dp₂dp₆。在實(shí)際編碼中，需添加一些控制信號，如異步復位信號、編碼同步清零信號、編碼同步使能信號等。

表1 8位并行CRC檢驗碼邏輯表

3.3 性能對比

用VHDL語(yǔ)言對兩種CRC檢驗碼生成方法實(shí)現編碼后，利用Model Technology公司的仿真軟件ModelSim SE PLUS 5.6a進(jìn)行了功能仿真以驗證原理及編碼的正確性。又利用Exemplar Logic公司的綜合工具LeonardoSpectrum對兩種代碼分別進(jìn)行了綜合，綜合過(guò)程中FPGA芯片選取Xinlinx公司的 2s200pq208，速度等級為5級，優(yōu)化采取自動(dòng)優(yōu)化方式，結果如表2所示：

表2 串行和并行CRC編碼性能對比

由上表可以計算出，兩種實(shí)現方式的速度比為119.6*k/160.9=119.6*8/160.9=5.95，消耗硬件資源比為4.375，時(shí)間延遲比為1.33，因而二者性能有很大的差異。

由以上討論可以看出：采用串行實(shí)現方法、原理和電路結構簡(jiǎn)單，消耗硬件資源少，可以工作在較高的時(shí)鐘頻率下；采用并行實(shí)現方法、原理和實(shí)現電路復雜，消耗硬件資源多，工作頻率雖然低于串行方式，但生成CRC檢驗碼的速度（指效率）大大高于串行方式。因而，串行實(shí)現方法適合于硬件資源緊缺，檢驗碼生成速度要求不高的場(chǎng)合；而并行實(shí)現方法適用于硬件資源豐富，檢驗碼生成速度要求較高的場(chǎng)合。

在實(shí)際設計中，采用哪一種CRC檢驗方式，還需要考慮收發(fā)幀的需填充位流的結構。為了滿(mǎn)足CAN協(xié)議的規定要求（即需檢驗幀起始位，仲裁場(chǎng)、控制場(chǎng)和數據場(chǎng)（若存在的話(huà)）組成的未經(jīng)填充的位流，位流總長(cháng)度為整數字節多一位），發(fā)送支路采用串行方式，可完全按照協(xié)議要求生成CRC檢驗碼，接收支路由于多了 15位CRC檢驗碼(外加幀起始位恰好為2個(gè)字節)，可采用8位并行方式實(shí)現CRC檢驗。

參考文獻：

1BOSCH CAN Specification version 2.0

2賈麗媛,戴光明. ATM協(xié)議處理中CRC的并行實(shí)現. 湖南城市學(xué)院學(xué)報,（自然科學(xué)版）

第13卷，第4期 2004年12月：68~69

3 侯伯亨, 顧新 .VHDL硬件描述語(yǔ)言與數字邏輯電路設計. 西安電子科技大學(xué)出版社