基于PBCC傳輸方式的WLAN接收機簡(jiǎn)化設計

摘 要：對于采用分組二進(jìn)制卷積編碼(PBCC)傳輸方式的無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)(WLAN)系統，其接收機通常由預濾波器及均衡器兩部分組成。預濾波器通常采用白化匹配濾波器(WMF)，以使整個(gè)系統滿(mǎn)足最小相位條件；均衡器普遍采用減狀態(tài)均衡算法，以取得算法復雜性與MLSE算法性能之間的折衷。為了降低預濾波環(huán)節的計算復雜度，提出一種簡(jiǎn)單的采用迫零準則設計預濾波器的方法。仿真結果表明，該方法可以大大降低接收機的復雜度，且接收性能與原有設計方法基本相當。
關(guān)鍵詞：分組二進(jìn)制卷積編碼；預濾波器；減狀態(tài)均衡；迫零準則

0 引 言
對于采用PBCC調制方式的高速無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)系統而言，信號經(jīng)過(guò)多徑信道傳輸后，接收信號中包含碼間干擾及噪聲的影響。因此在接收端必須采用均衡算法，以得到發(fā)送信息的可靠估計。眾所周知，最佳的均衡算法為極大似然序列檢測(MLSE)算法。然而，當信道存在較大的時(shí)延擴展或采用非二元的信號形式時(shí)，MLSE算法的復雜性很高。因此，在實(shí)際系統中需要采用次最佳的均衡算法，如：判決反饋均衡、減狀態(tài)序列估計、M算法等。所有這些算法且基本思想均在于降低系統網(wǎng)格的復雜性，并在網(wǎng)格已確定的情況下減少幸存路徑的數目。對于這類(lèi)次最佳且基于網(wǎng)格搜索的均衡器而言，通常認為需要整個(gè)系統的離散沖激響應滿(mǎn)足最小相位條件，方能獲得理想的性能。因此，一般需要在均衡器之前引入一個(gè)離散時(shí)間預濾波器，將信道沖激響應轉化為相應的最小相位形式。相應地，接收機設計為由預濾波器和均衡器兩部分組成，預濾波器也可視作信道前徑均衡器。對預濾波器的設計通常采用白化匹配濾波器，但白化匹配濾波器系數的求取較為復雜，并且經(jīng)過(guò)白化匹配濾波器后的信號包含多路后徑的影響，從而增加了后續均衡器的復雜性。為了簡(jiǎn)化接收機的設計，提出了一種采用迫零準則設計預濾波器的方法，并結合M算法完成后續的減狀態(tài)均衡處理。采用該方法可以有效地降低接收機的復雜度，并保持接收性能與原有設計方法基本相當。

1 接收機框圖
本文采用的接收機框圖如圖1所示。首先，接收到的基帶數據經(jīng)A／D變換后得到數字采樣信號；然后，利用接收到的前導碼信號進(jìn)行信道沖激響應估計，并利用該信道估計結果完成預濾波及均衡參數計算；最后，對采樣信號進(jìn)行預濾波及減狀態(tài)均衡處理以得到相應的輸出數據。圖1中的預濾波器為采用迫零準則設計的FIR濾波器，具體的預濾波器系數求取方法見(jiàn)第2部分。圖1中的減狀態(tài)均衡采用M算法，具體實(shí)現見(jiàn)第3部分。

2 預濾波器系數求取
采用IEEE 802．11標準中推薦的指數衰減信道模型作為本文中的信道模型。研究表明，室內無(wú)線(xiàn)信道中信道后徑數目較多為主要成分，信道前徑通常很短，數目較少。本文采用的信道沖激響應{hj}{i=O，1，2，…，10)共包含11條路徑，其中包含2路前徑，1路主徑及8路后徑。在單個(gè)數據包發(fā)送時(shí)間內信道不會(huì )發(fā)生劇烈變化，因此可以使用每個(gè)數據幀的前導碼部分包含的巴克碼進(jìn)行信道沖激響應估計。在得到信道沖激響應估計值{hj}之后，采用迫零準則計算預濾波器即前饋濾波器(Feed Forward Filter)的系數{fffk}{K=0，1，2}。具體算法如式(1)：

將信道沖激響應估計值{hj}與前饋濾波器系數{fffk}進(jìn)行卷積，可得到等效沖激響應{gi}{i=0，1，2，…，12)。等效沖激響應前四個(gè)值均近似為零，因此均衡器只需考慮后9條路徑，包括1條主徑和8條后徑的影響。將等效沖激響應{gi}截斷為{fi}(i=0，1，2，…，8)。

3 均衡算法
3．1 極大似然序列估計
對于經(jīng)預濾波處理后的輸出序列{vk}，極大似然序列估計的目的是選擇一個(gè)輸入碼元序列的估計{Ik)，使得似然函數最大化。因為度量：

的取值與似然函數成反比，使得度量Mk最小化的序列{Ik}即為極大似然序列估計問(wèn)題的解。
序列{Ik}的路徑度量可以迭代運算，即：