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一種提高RFID系統中耦合器定向性的方法
作者：
時(shí)間：2011-08-24
來(lái)源：網(wǎng)絡(luò )
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式中：C為耦合度；V3為耦合端輸出電壓；V0為耦合器輸入端電壓。顯然，當長(cháng)度為90°時(shí)，tanθ=0，V3=CV0，耦合端信號最大。而該耦合器的長(cháng)度為92．4°，基本上符合耦合器的基本理論，這個(gè)耦合度的數值應該和S31的數值接近。從后面的分析中可以看到，這個(gè)數值和矩量法計算的結果是基本一致的。另一個(gè)重要的參數是S41這個(gè)參數在理想耦合器理論中為0，但實(shí)際中顯然不為0，因為奇偶模的不平衡性，其性能有可能變差，甚至很差。另外用傳輸線(xiàn)等效理論分析辦法，分析輸入S11參數，但這種辦法也只能是粗略的分析，這是由于微帶線(xiàn)傳輸的奇偶模相速度不平衡，奇偶模分量也很難計算。不過(guò)因為耦合度比較低，可以假設1端口到2端口的耦合線(xiàn)為一根獨立的無(wú)耗傳輸線(xiàn)來(lái)計算。 1，2端口的阻抗均是50 Ω。利用公式(3)可以計算的結果是，Zin1=44．25-j10．24 Ω，Zin2=30．7+j7．71 Ω，Zin3=37．12+j10．65 Ω。這里的1，2，3指的是圖上標的點(diǎn)。用公式(4)可以計算得到Γ=0．13+j0．138，S11=-14．4 dB，從這個(gè)數據上看來(lái)阻抗匹配不是很好?，F在的理論分析結果用以和后面的矩量法計算結果進(jìn)行比較。
圖2(a)是S31和S41的圖，在900 MHz時(shí)S31為-19．116 dB，S41為-25．589 dB。圖2(b)是S11的圖，在800 MHz～1 GHz之間，S11均在-12 dB和-20 dB之間。從圖2上可以看出，這個(gè)耦合器的性能并不好。首先是S11在900 MHz時(shí)僅為-15．39 dB，定向耦合器是一個(gè)直通的設備，一般來(lái)說(shuō)S11必須要在-30 dB以下才合適，否則插入損耗有些過(guò)大，對系統有一些損害。另外定向性過(guò)低，在900MHz時(shí)，隔離度為-25．589dB，耦合度為-19．116dB，定向性只有6dB左右，而且在整個(gè)頻段，定向性都不超過(guò)8dB。這個(gè)結果顯然比較符合上文計算的結果，S11=-15．39dB接近上文中的-14．42 dB，而S31=-19．116 dB和最大耦合功率的理論值-19．48 dB也比較接近。
這樣的性能顯然是不滿(mǎn)足要求的。因為tag標簽散射的信號和reader發(fā)射的信號功率差距在40～50 dB以上。而該耦合器的定向性只有8 dB，很難分離tag信號和reader信號。這在tag信號輸出端主要表現為，reader信號幅度比tag信號大得太多。尤其在放大器的輸出端，tag疊加在reader的連續波信號上部，很可能在tag信號還沒(méi)有放大到足夠可以檢測時(shí)，放大器就已經(jīng)飽和，這樣是很有害的。下面將調整定向耦合器的高阻抗線(xiàn)尺寸，使得耦合器達到比較好的指標。
2 耦合器的改進(jìn)方法及效果
在這一節中，主要講述一種耦合器改進(jìn)方案，即是添加高阻抗線(xiàn)法。如圖1，高阻抗線(xiàn)的終端接地，屬于短路線(xiàn)，絕大多數的能量會(huì )反射回來(lái)。在理論上，利用這些反射的能量抵消耦合器在隔離端(port4)的能量以提高其隔離度。4端口泄露的能量除了耦合器本身的隔離度不佳以外，在實(shí)際應用中，還包含有從2端口反射回來(lái)的信號在4端口上的耦合，這個(gè)反射信號主要是天線(xiàn)的失配造成。在這里僅認為2端口是理想的匹配負載。在理想耦合器中，隔離端泄露的信號比耦合端的信號延遲90°，而抵消信號和隔離端信號應該正好相差180°。由于是抵消信號主要由高阻抗線(xiàn)終端反射，因此在圖1中，4點(diǎn)到7點(diǎn)的電長(cháng)度應該為90°左右。這樣，反射信號傳輸至4點(diǎn)就會(huì )出現反向，然后再傳輸至6點(diǎn)，和隔離端的信號也正好是反向的。調節高阻抗線(xiàn)的寬度，可以控制反射信號的功率；調節其長(cháng)度，可以控制反射信號的相位。經(jīng)過(guò)調節，高阻抗線(xiàn)的長(cháng)度為53．7 mm，寬度為0．4 mm，這個(gè)長(cháng)度加上連接3端口的5 mm短微帶線(xiàn)，電長(cháng)度接近90°(91．2°)。仿真的S11，S31和S41結果如圖3所示。
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