基于DSP和增量式PI電壓環(huán)控制的逆變器研究

2.2 增量式PI算法及其優(yōu)化

PI環(huán)節的傳遞函數為式（9），其對應的時(shí)域方程式為

y（t）=k_p（13）

式中：y（t）為PI輸出；

e（t）為PI差動(dòng)輸入；

T_i為積分時(shí)間常數；

k_p為比例系數。

對式（13）離散化得

y_k=k_p（14）

式中：T_s為采樣時(shí)間。

這即是位置式PI控制，而若采用增量式PI控制，可避免誤動(dòng)作，同時(shí)運算不需要累加，對數字控制尤其方便。由式（14）可得

y_k－1=k_p（15）

由式（14）與（15）可得

y_k=y_k-1＋k_pe_k－k_p·e_k－1（16）

式（16）為一般的增量式PI算法，但實(shí)際控制中，很多不穩定因素易造成增量較大，甚至比輸出還大，進(jìn)而造成輸出波形不穩定，因此，必須對增量式PI算法進(jìn)行優(yōu)化。本方案采用飽和區判斷法則，即對增量

Δy_k=kpe_k－k_p·e_k－1（17）

進(jìn)行判斷，當其絕對值越過(guò)某一上限ΔY_lim，即進(jìn)入飽和區時(shí)，將ΔY_lim賦予絕對值。但是，即使對增量進(jìn)行飽和區判斷后，其輸出由于累加的結果，也可能很大，甚至超過(guò)載波幅值。因此，也必須對PI輸出進(jìn)行限幅處理，此時(shí)，可以以調制波幅值作為限幅值，也可簡(jiǎn)單地以載波幅值作為限幅值，等穩定后這個(gè)幅值將不會(huì )超過(guò)調制波幅值。

2.3 DSP控制算法的實(shí)現

TI公司的TMS320LF2407A的最高工作頻率可達40MHz，存儲結構為哈佛結構，數據、程序和I/O空間的尋址區域均可高達64k，且相互獨立，片內則有32k的flash空間。同時(shí)片上具有A/D模塊，其分辨率為10位，片上還具有PWM輸出口，能實(shí)現同相、反相輸出，還能添加死區控制，能較好地完成電壓環(huán)控制算法的實(shí)現[4]。

程序中采用最高工作頻率40MHz，開(kāi)關(guān)頻率為20kHz，運用定時(shí)器的周期中斷，使用連續增或者減模式，產(chǎn)生對稱(chēng)的三角載波。設置比較輸出使能，利用比較寄存器CMPR1和CMPR2的值控制PWM1～PWM4的輸出，產(chǎn)生兩路同相和反相的PWM信號，控制開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通和關(guān)斷。同時(shí)為避免上下橋臂同時(shí)導通，程序中加入0.5μs的死區控制。而CMPR1與CMPR2的計算，則由每一個(gè)周期中斷給出。周期中斷時(shí)，通過(guò)采樣電壓反饋值，經(jīng)過(guò)優(yōu)化的PI增量式控制后，產(chǎn)生占空比D，由D與定時(shí)期周期即可得CMPR1和CMPR2的值。圖7為周期中斷的程序流程圖。

圖7 周期中斷流程圖

3 實(shí)驗結果

實(shí)驗主電路為單相全橋電路，如圖1所示，其中開(kāi)關(guān)管采用20N60S的MOS管，濾波電感取1mH，濾波電容取10μF，負載R取40Ω，輸入直流電壓為250V，開(kāi)關(guān)頻率取20kHz。PI算法中比例系數取39，積分時(shí)間常數?。?/3140）s。

圖8為輸出電壓波形，從圖8中可以看出，輸出電壓峰值為200V，頻率為50Hz，且THD很小，輸出波形穩定。

圖8 逆變器輸出波形

圖9為滿(mǎn)載切向半載時(shí)輸出波形的變化，從圖9中可以看出，輸出經(jīng)過(guò)輕微擾動(dòng)后，馬上恢復穩定，可見(jiàn)動(dòng)態(tài)性能比較好。

圖9 滿(mǎn)載切半載時(shí)輸出電壓波形

4 結語(yǔ)

本文提出的逆變器方案，采用電壓瞬時(shí)值控制，反饋環(huán)采用增量式PI控制，并對PI增量和PI輸出進(jìn)行限幅控制，確保了輸出的穩定性和精度，同時(shí)避免誤擾動(dòng)，有較好的動(dòng)態(tài)性能?？刂破鞑捎肨I公司的TMS320LF2407A來(lái)實(shí)現，較好地完成了控制算法。