基于DSP的永磁電機推進(jìn)系統設計

3.1 數字PI調節器

　　模擬PI調節器的控制規律為：

　　其中：e（t）為參考值與實(shí)際值之差，作為PI調節器的輸入；u（t）為輸出和被控對象的輸入；uo為PI調節器的初值；Kp為比例系數；TI為積分常數。

　　將式（4）離散化，即可得到數字PI調節器的數學(xué)表達式：

　　式中：k為采樣序號，T為PWM采樣周期，KI=Kp/TI,為積分系數。

　　由于電機轉軸和負載軸轉動(dòng)慣量的存在，速度PI調節器的時(shí)間常數較大，調速時(shí)系統響應較慢而電流PI調節器則因為電時(shí)間常數較小，在電機起動(dòng)和大范圍加減速時(shí)能夠快速進(jìn)行電流調節和限幅，增強了系統抗電源和負載擾動(dòng)的能力。

　　3.2 SVPWM波形發(fā)生

　　SVPWM是一種從磁通角度出發(fā)的PWM方式，其基本原理及扇區劃分見(jiàn)文利用EVA的全比較單元，可直接在PWMl~6引腳上輸出五段式SVPWM波形，它在每個(gè)PWM周期中，能夠保證一相的開(kāi)關(guān)狀態(tài)不變，有利于開(kāi)關(guān)損耗的減小其主要步驟如下：

　　1）將比較控制寄存器（COMCONA）第12位置l,使SVPWM發(fā)生功能有效；

　　2）設置比較方式控制寄存器（ACTRA），令SVPWM輸出矢量正向旋轉，使PWMl、3、5引腳高有效，PWM2、4、6引腳低有效；

　　3）設置定時(shí)器TI計數方式為連續增/減,相應周期寄存器TIPR的初始值為PWM采樣周期的一半，即Tc/2;

　　4）計算輸出空間電壓矢量Uout在兩相靜止坐標系中的分量uα、iβ；

　　5）確定組成Uout所在扇區的兩個(gè)非零空間矢量Ur、Ux+60按其值裝配ACTRA;

　　6）根據表1計算Ux、Ux+60的作用時(shí)間t1、t2,將t1裝入比較寄存器CMPRlt1+t2裝入CMPR2,啟動(dòng)定時(shí)器操作。

　　當TI值與CMPRl或CMPR2值發(fā)生匹配時(shí)，PWM輸出就會(huì )產(chǎn)生跳變通過(guò)及時(shí)更新每個(gè)采樣周期中CMPRl、CMPR2的值，就可以形成一系列不等寬的脈沖，使輸出電壓矢量的磁鏈軌跡為圓形，為避免IPM同一橋臂上下兩只IGBT的直通，程序通過(guò)死區控制寄存器對PWMl~6引腳設置死區時(shí)間；同時(shí)濾除PWM序列中的過(guò)窄脈沖，以減小器件的開(kāi)關(guān)損耗。

　　4 仿真與實(shí)驗結果

　　本文利用Matlab/Simulink工具箱，根據圖1搭建系統模型，對一臺3對極永磁同步電機進(jìn)行了矢量控制策略的仿真，所得仿真波形如圖5所示。

　　從仿真結果可以看出，本矢量控制系統響應快速，轉矩脈動(dòng)小，動(dòng)態(tài)性能良好；id能夠較好地跟隨參考值0,從而保證了單位電流下最大轉矩的輸出，有利于推進(jìn)電機效率的提高。

　　實(shí)際實(shí)驗中，TMS320LF2407A時(shí)鐘頻率為30 MHz,SVPWM采樣頻率為3 kHz,死區時(shí)間設為8 μs,并濾除正負脈寬小于6%脈沖周期的過(guò)窄脈沖當轉速為300 r/min時(shí)，可得永磁電機推進(jìn)系統輸出電壓、電流波形及其頻譜如圖6、圖7所示。

　　由圖7a可看出，SVPWM方式生成的電壓基波幅值較大，諧波分布比較分散，其低次諧波主要為三次諧波；由圖7b可以看出，三相電機的電路結構對三次諧波成分有自然抑制作用，高次諧波則通過(guò)電機繞組電感的濾波作用得到削弱和消除，從而大大減小了諧波電流。

　　5 結 論

　　仿真與實(shí)驗結果表明，采用交-直-交PWM驅動(dòng)和最大轉矩/電流矢量控制的全數字永磁同步電動(dòng)機推進(jìn)系統，電壓利用率較高，轉矩脈動(dòng)小，能夠較好地抑制了電機電流中的諧波，低速性能優(yōu)于直接轉矩控制，滿(mǎn)足推進(jìn)電動(dòng)機低轉速、大轉矩、輕噪聲的要求，為現代艦船電力推進(jìn)系統數字化操控的實(shí)現提供了一定參考。