基于DSC的直流電機半橋驅動(dòng)電路的設計

　　硬件設計

　　本系統的半橋驅動(dòng)電路如圖2所示。其中PWM控制信號由TMS320F2810的通用定時(shí)器1產(chǎn)生。該信號在IR2183內部通過(guò)死區控制器和電平轉換控制邏輯，變?yōu)閮陕穾绤^切換的互補信號，分別從HO和LO引腳輸出控制半橋的上下兩個(gè)MOS場(chǎng)效應管輪流導通。當PWM信號由低變?yōu)楦邥r(shí)，LO輸出低電平，關(guān)閉下端開(kāi)關(guān)管Q2，經(jīng)過(guò)一個(gè)死區時(shí)間后HO輸出高電平，自舉電容C2通過(guò)HO放電，驅動(dòng)上端開(kāi)關(guān)管Q1開(kāi)通。電機電源通過(guò)Q1的漏極施加到電機上，驅動(dòng)電機運轉。當PWM信號由高變?yōu)榈蜁r(shí)，HO輸出低電平，Q1關(guān)斷，經(jīng)過(guò)一個(gè)死區延時(shí)后，LO輸出高電平驅動(dòng)Q2開(kāi)啟，向自舉電容提供充電回路，系統電源通過(guò)二極管D1向自舉電容C2充電。當PWM信號保持為低電平時(shí)，Q2可保持開(kāi)通狀態(tài)，為電機提供剎車(chē)回路。

　　在半橋驅動(dòng)電路和直流電機之間，串接的電流傳感器將流入電機的電流量轉換為電壓值，提供給DSC的ADCINA0端口進(jìn)行監測。

　　考慮到MOS場(chǎng)效應管關(guān)斷延時(shí)比開(kāi)啟延時(shí)要長(cháng)很多，為了縮短關(guān)斷時(shí)的不穩定過(guò)程，減少開(kāi)關(guān)損耗，在Q1和Q2的柵極電阻R1和R3上分別并聯(lián)一個(gè)反向的二極管D3和D4。同時(shí)，D4還可以避免在上端MOS管Q1快速導通時(shí)，下端MOS管Q3的柵極因耦合電壓上升而導致短路現象。

　　在Q1和Q2都關(guān)斷時(shí)，A點(diǎn)處于懸浮狀態(tài)，其電位不確定。當Q1導通時(shí)，A點(diǎn)電位又會(huì )變?yōu)?5V，而要驅動(dòng)N溝道MOSFET管可靠導通，必須在柵極施加一個(gè)正電壓，使V_GD>10~15V。因此，施加在Q1的柵極驅動(dòng)電壓必須根據A點(diǎn)電位進(jìn)行浮動(dòng)。IR2183的浮動(dòng)地引腳VS和芯片內部的高壓發(fā)生器與外部的自舉二極管和自舉電容一起形成一個(gè)自舉升壓電路，可為Q1提供可靠的導通電壓。本系統中D1和C2串聯(lián)形成了一個(gè)自舉電路。其中D1的電流額定值應大于等于MOS場(chǎng)效應管的門(mén)級電荷Qg與最高開(kāi)關(guān)頻率的乘積。若最高開(kāi)關(guān)頻率為100kHz，則對于IRF640來(lái)說(shuō)，D1的額定電流值應大于5.8mA。同時(shí)為了減小自舉電容C2儲存的電荷損耗，應當選擇高溫反向漏電流小的超快恢復二極管。

　　由于電解電容存在有漏電流的問(wèn)題，因此要盡量避免使用電解電容作為自舉電容。同時(shí)最小自舉電容的容值可根據公式1來(lái)計算：

    　　(公式1)

　　其中：
　　Q_g = 高端MOS場(chǎng)效應管的柵極電荷
　　f = 工作頻率
　　I_Cbs(leak) = 自舉電容漏電流
　　I_qbs(max) = 最大VBS靜態(tài)電流
　　V_CC = 邏輯電路部分的電源電壓
　　V_f = 自舉二極管的正向壓降
　　V_LS = 低端場(chǎng)效應管的導通壓降
　　V_Min = VB與VS之間的最小電壓
　　Q_ls = 每個(gè)周期電平轉換所需要的電荷(對于600V的半橋驅動(dòng)器，該參數通常為5nC)

　　系統可靠性設計

　　由于直流電機是感性負載，因此當Q1關(guān)斷時(shí)，負載的電流不能突變，會(huì )轉換到由Q2的續流二極管進(jìn)行續流。由于在Q2的源極和漏極的電路引線(xiàn)上都存在有雜散電感Ls2和Ld2，如圖3所示。加上續流二極管的導通延時(shí)，導致VS端的電壓會(huì )負過(guò)沖到參考地(COM端)以下。IR2183可保證VS相對COM端有5V的負過(guò)沖能力。但如果超過(guò)5V，IR2183的高端輸出(HO)將被鎖定，而不響應輸入信號的控制。輕者導致電路功能發(fā)生暫時(shí)性的錯誤，重則使LO和HO輸出都為高，導致半橋短路而燒毀器件。