誤差反饋加抖型MASH 2-1-2結構Delta-Sigma調制器設計與實(shí)現

　　引言

　　鎖相環(huán)頻率合成技術(shù)在無(wú)線(xiàn)通信系統中得到了廣泛的應用?；谡麛捣诸l的鎖相環(huán)技術(shù)存在較小頻率步進(jìn)和較高參考頻率的矛盾，因而引入了小數分頻技術(shù)，它解決了上述矛盾，但同時(shí)引入了尾數調制(或稱(chēng)為量化噪聲)，使得頻率合成器輸出信號中存在小數雜散[1]。而基于Delta-Sigma調制技術(shù)的小數分頻頻率合成器既解決了小頻率步進(jìn)和高參考頻率之間的矛盾，又改善了小數雜散。

　　由于單級DSM結構對量化噪聲的濾除效果不是太明顯，因此，在實(shí)際應用中常將DSM級聯(lián)成多級結構。然而，當級聯(lián)級數達到3階時(shí)，再增加級數對雜散的抑制效果就不會(huì )太明顯[2]。常見(jiàn)的結構有MASH 1-1-1結構，傳統的小數頻率綜合器就是采用基于三階MASH 1-1-1結構DSM。DSM是一個(gè)有限狀態(tài)機[3]，故為一非線(xiàn)性系統，當DSM的輸入為一常數時(shí)，其輸出是一個(gè)周期序列，使其頻譜呈現離散特性，這些離散的譜線(xiàn)對VCO進(jìn)行調制，使得VCO輸出頻譜在載波的兩個(gè)邊帶出現明顯雜散[4]。而輸出序列的周期是由其輸入、初始條件以及DSM結構所決定。

　　降低量化噪聲的方法通常有兩種。一種是在輸入端加入抖動(dòng)使得其輸入不再是一個(gè)常數，從而擾亂輸出序列的周期性;另一種方法是通過(guò)改變DSM的內部結構或者設置其寄存器的初始條件來(lái)延長(cháng)輸出序列的周期。輸入端加入抖動(dòng)雖然可以打破其輸出序列的周期性，但卻需要增加額外的產(chǎn)生抖動(dòng)電路的硬件開(kāi)銷(xiāo)，同時(shí)也抬高了基底噪聲[5]。通過(guò)預置DSM寄存器的初始值(奇數)可以延長(cháng)輸出序列的周期，但實(shí)驗得出當調制器的位寬達到一定寬度時(shí)，雜散的優(yōu)化效果并不明顯[6];通過(guò)改變DSM的內部結構，比如HK-MASH結構的DSM，設定其反饋參數可以最大化輸出序列的長(cháng)度，而與其寄存器的初始條件無(wú)關(guān)，但當位寬較寬時(shí)，其參數計算十分復雜[7]。結合上述兩種方法，本文提出一種新型結構——誤差反饋加抖型MASH 2-1-2結構。

　　調制器的設計原理與仿真

　　噪聲整形概述

　　如圖1所示，DSM抑制小數雜散的原理即通過(guò)對輸入信號進(jìn)行過(guò)采樣(采樣頻率遠高于奈奎斯特采樣頻率)，使得量化噪聲的功率譜覆蓋頻率范圍變寬，幅度降低，然后通過(guò)一個(gè)對量化噪聲呈高通而對輸入信號呈低通的噪聲整形器后，量化噪聲的功率絕大部分都被搬移到高頻段fref/2，而低頻段大部分被濾除。再利用環(huán)路濾波器的低通特性就可以有效地抑制高頻段的量化噪聲。圖1中f0是信號頻率，fref是過(guò)采樣頻率。

　　模型建立與分析

　　在討論新型的MASH結構之前，先回顧一下傳統的MASH 1-1-1結構的DSM，它是由誤差反饋調制器(EFM)組成，如圖2(a)所示。

　　y[n]為1bit量化器Q1的溢出信號, 當v[n]大于M(M=2k)時(shí)，y[n]輸出為1，否則為0，其中k為輸入信號的位寬。圖2(a)對應的z域系統傳遞函數可以表示為：

　　(1)

　　其輸出不僅包含了輸入信號X(z)，還包含了被高通一階濾波器(1-z-1)整形后的量化誤差(1-z-1)E(z)。量化誤差被白化整形后，其功率被推到了高頻段，如圖1(b)所示。對于圖2(b)(EFM2)，同樣有