克服放大器電氣過(guò)應力問(wèn)題(下)

　　● 例3，當放大器輸入經(jīng)受一個(gè)大信號即快速邊緣脈沖(圖6)時(shí)，便出現另一種潛在破壞情況。該圖是使用 TINA 軟件工具和OPA277[4]宏模型生成的。在這種情況下，VG1的信號對輸入施加了一個(gè)10V的峰值矩形脈沖。放大器通過(guò)產(chǎn)生一個(gè)線(xiàn)性斜坡輸出電壓來(lái)響應該脈沖。放大器的有限轉換率(本例中，OPA227轉換率等于 2V/ms)規定了輸出電壓的特性。

　　在圖6所示的轉換時(shí)間內，在輸出達到輸入脈沖峰值要求的時(shí)間期間存在一個(gè)較大的輸入到輸出電壓差。一開(kāi)始，放大器輸入端和輸出端之間的壓差為10V。放大器轉換至其最終水平后該壓差隨之降低。由于反相輸入一開(kāi)始便具有與輸出相同的電位，因此在兩個(gè)輸入端之間存在10V壓差。若運放不包括內部輸入到輸入鉗位功能，則破壞性電壓電平可能會(huì )被施加到輸入晶體管的半導體結點(diǎn)上。這是雙極輸入運放更為嚴重的一個(gè)問(wèn)題。當前的現代雙極輸入運放差不多都包括保護鉗位電路。

　　● 例4，一些運放會(huì )呈現出輸出反向特性，其伴隨著(zhù)輸入過(guò)驅動(dòng)。這種現象一般被稱(chēng)為輸出相位反向。大多數現代運放都不會(huì )出現這種現象，但也有一些運放會(huì )出人意料地存在這一現象。對于那些具有這種特性的運放來(lái)說(shuō)，一般只有當施加的輸入電平超出產(chǎn)品規定的共模電壓(CMV)范圍時(shí)才會(huì )發(fā)生。當運放出現輸出相位反向時(shí)，需采取預防措施來(lái)防止輸入被過(guò)驅動(dòng)。通過(guò)在非反相輸入和負電源軌之間放置一個(gè)小信號、反偏壓連接的肖特基二極管就可解決這一過(guò)驅動(dòng)問(wèn)題。應將一個(gè)串聯(lián)輸入電阻包括在內，以限制流經(jīng)該二極管的電流。

　　● 例5，開(kāi)關(guān)電源輸出可能會(huì )包含高頻、瞬態(tài)能量。即使這些電源中包括了濾波，但輸出端上的電壓“峰值”仍可在放大器的電源引腳上產(chǎn)生瞬態(tài)過(guò)壓條件。如果電源電壓超出放大器的電壓擊穿極限，則ESD吸收器件可能會(huì )被觸發(fā)，從而在電源引腳之間形成一個(gè)傳導路徑。

　　利用RC或RLC電路，您可以保護器件免于電源瞬態(tài)(請參見(jiàn)圖7)。使用一個(gè)普通的板上EMI/RFI濾波器便可完成這項工作。然而，電路的響應會(huì )隨 RLC 常數和負載特性的不同而呈現出極大的差異。

　　在圖7A中，簡(jiǎn)單的RLC電路被連接至一個(gè)負載電阻。+5V電源具有5V的電壓，1ms瞬態(tài)，等于10V電壓峰值。這超出了一些低壓CMOS工藝的最大電源電壓。1kW負載電阻模擬了一個(gè)需要約5mA電源電流的放大器。從響應可以看到，RLC電路將該峰值融入到了一個(gè)+5Vdc電平上的正弦響應。輕微過(guò)壓不會(huì )導致器件出現問(wèn)題。但是，在許多情況下，同RLC電路組合相關(guān)的一些未知條件會(huì )使電源電壓下沖。這會(huì )影響運放的輸出偏移。雖然運放的PSRR將有助于最小化輸出偏移的變化，但其也是一個(gè)明顯的誤差。由于太多的變量未知，因此最好不要依賴(lài)此類(lèi)保護。

　　一種更佳、可預知性更高的瞬態(tài)抑制方法是在電源線(xiàn)上使用瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)(請參見(jiàn)圖7B)。TVS與齊納二極管相類(lèi)似，但它是專(zhuān)為承受超大瞬態(tài)電流和峰值功率而設計。在單極和雙極運放中，TVR Littlefuse 1.5KE系列均可用于6.8~550V的反向承受電壓。10次100ms 脈沖的峰值功率能力為 1500W。它們是一些具有納秒響應時(shí)間的快速響應器件。一個(gè)明顯的優(yōu)勢是快速電壓鉗制特性，其電源電壓下沖極少(如果有的話(huà))。