毫米波PCB電路應用要點(diǎn)——相位精度受許多變量影響

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從自動(dòng)駕駛車(chē)輛上使用的防碰雷達系統到第五代（5G）高數據速率新無(wú)線(xiàn)（NR）網(wǎng)絡(luò )技術(shù)，毫米波PCB電路的應用領(lǐng)域正在快速增長(cháng)。許多應用正在促進(jìn)工作頻段往更高的頻率變化（如>24GHz）。然而，這種波長(cháng)更短的電路，設計和加工的微小變化可能造成電子產(chǎn)品性能出現重大差異。了解毫米波頻率和低頻頻率PCB電路之間的差異可能有助于避免電路性能異常和差異。

PCB射頻技術(shù)概述

與低頻電路相比，高頻射頻/微波電路易受電路材料和加工工藝的影響。雖然電源線(xiàn)和數字控制等電路功能可以用低成本FR-4電路材料，但是射頻、微波和毫米波電路需要性能更好的電路材料，以盡量減少信號損耗和畸變。許多具有很多不同電氣功能的多層混合信號PCB通常由不同類(lèi)型的電路材料混合壓制而成，應選擇最適合的材料用于該層電路功能。

高頻PCB通?；谌N常見(jiàn)電路傳輸線(xiàn)技術(shù)，即：微帶線(xiàn)電路、帶狀線(xiàn)電路或接地共面波導（GCPW）電路（見(jiàn)圖1）。圖中基于單端傳輸線(xiàn)描繪了每種電路的電場(chǎng)（E）和電流密度，可以看到每種電路類(lèi)型的結構各不相同，其中這里所示的電場(chǎng)為導體與地層的耦合區域。對于差分電路，使用的兩根導線(xiàn)其間也存在耦合。例如，對于一個(gè)差分微帶線(xiàn)電路，電場(chǎng)將在頂層的信號導體之間和頂層到地層的導體之間相互耦合。尤其是在較高頻率下，使用這些傳輸線(xiàn)的高頻電路極易受電路材料參數和PCB加工的影響。



圖1：三種常見(jiàn)高頻電路類(lèi)型，即微帶線(xiàn)、接地共面波導（GCPW）和帶狀線(xiàn)電路的橫截面圖（左側），以及各種電路類(lèi)型的相應電場(chǎng)（E）和電流密度（右側）。

圖1中對三種電路類(lèi)型的描述較為簡(jiǎn)單，隨著(zhù)頻率的變化而這種描述會(huì )有所不同。在較高頻率下，由于趨膚效應，橫截面圖中所示的電流密度深度將更小，而電場(chǎng)也將較為密集。每個(gè)電路的電磁波（EM）（電場(chǎng)和磁場(chǎng)）將沿著(zhù)與二維電路圖垂直的方向，由頁(yè)面向外傳播。

這三類(lèi)高頻傳輸線(xiàn)的性能均由介質(zhì)材料決定。在帶狀線(xiàn)電路中，導體被介質(zhì)材料環(huán)繞；在微帶線(xiàn)電路和GCPW電路中，電場(chǎng)延伸到介質(zhì)材料以外，包含電路周?chē)目諝鈽嫵傻碾娐返恼麄€(gè)電磁環(huán)境，因此這兩種電路中的波的傳播的介電常數（Dk）綜合了基板材料的Dk和空氣的Dk（大約為1）。這種情況下的介電常數就是所謂的“有效Dk”。

圖1所示的GCPW是一個(gè)緊耦合GCPW電路，在頂部共面電路層的信號導體之間以及到接地面的間隔較小。間隔或距離較大則為松耦合的GCPW電路。相比較，緊耦合GCPW有較大比例的電場(chǎng)存在于空氣中，而松耦合GCPW有較大比例的電場(chǎng)位于介質(zhì)基板材料內（基板材料的Dk高于空氣）。所以由于空氣的影響，緊耦合GCPW的有效Dk低于松耦合GCPW。

電路中可用信號功率往往會(huì )隨著(zhù)頻率增加而降低，因此需要密切注意而盡量減少高頻電路中的信號損耗。保持阻抗匹配是降低高頻電路或系統中的互連元件損耗的關(guān)鍵，例如圖2所示的信號發(fā)生器和負載之間的傳輸線(xiàn)。由于信號能量會(huì )轉化成熱量，所以即使發(fā)生器和負載阻抗匹配，無(wú)源元件（例如高頻傳輸線(xiàn)）也會(huì )由于自身介質(zhì)和導體損耗而出現一定量的插入損耗。但是，當阻抗不匹配時(shí)（見(jiàn)圖2b），傳輸連接處的信號反射再會(huì )引起回波損耗，從而傳輸線(xiàn)的總損耗會(huì )進(jìn)一步增大，如圖從匹配時(shí)的標稱(chēng)3dB增加到6dB。當必須保證接收端信號功率時(shí)，插入損耗和回波損耗必須最小化。插入損耗和回波損耗可以用矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀（VNA）測量，測量插入損耗時(shí)，將散射（S）參數測量設為S21，而測量回波損耗時(shí)，將散射（S）參數測量設為S11。



圖2：阻抗匹配時(shí)的傳輸線(xiàn)（a）損耗和阻抗不匹配的傳輸線(xiàn)（b）的損耗。

高頻電路的插入損耗是幾種不同損耗總和，包括導體損耗（導體）、介質(zhì)損耗（基板材料）、輻射損耗（電路的能量輻射）和泄漏損耗（銅層之間的能量泄漏）。這四種損耗中任一種損耗的減少都將降低高頻電路的插入損耗。

泄漏損耗通常是體積電阻率相對較低的材料的一個(gè)關(guān)注點(diǎn)，例如半導體材料。但是對于體積電阻率較高的高頻PCB電路材料來(lái)說(shuō)，泄漏損耗通?？梢院雎圆挥?。另一方面，在高功率電路中泄漏損耗可能是一個(gè)值得關(guān)注的問(wèn)題，但對毫米波電路中的小信號功率基本也不用考慮。輻射損耗在毫米波頻率下值得關(guān)注的損耗，它可以作為電路總插入損耗研究的一部分模擬計算。這里我們先以導體損耗和介質(zhì)損耗為主來(lái)討論電路的插入損耗。

將不同厚度電路中的插入損耗進(jìn)行分解，對于基板介質(zhì)材料較薄的電路，導體損耗占主要部分，此時(shí)信號與地平面的間隔不大，電場(chǎng)更為集中在導體下方的電路；對于基板介質(zhì)較厚的電路，信號與地平面間隔較大，此時(shí)導體損耗占插入損耗比例較小，介質(zhì)損耗占主要部分。圖3顯示了微帶線(xiàn)電路的導體損耗（與介電損耗）如何隨著(zhù)基板厚度改變的變化情況。



圖3：對于較厚的電路，導體損耗占微帶線(xiàn)電路的總插入損耗的比例較小。

圖3所示的是使用50Ω微帶線(xiàn)傳輸線(xiàn)電路測試的總的插入損耗情況。所有電路均使用相同的50Ω設計、相同的覆銅基板，僅厚度不同?？梢钥吹?，電路損耗的測試結果（紫色）與模型計算（綠色）的總的插入損耗值非常的匹配，進(jìn)一步證實(shí)模型計算的正確性。同時(shí)也給出在不同厚度下介質(zhì)損耗與導體損耗各自占比的分布和變化情況。

圖3中也顯示了對于使用相同介質(zhì)材料的電路隨著(zhù)基板厚度不同的導體損耗的變化。介質(zhì)基板與銅箔的交界面處的銅箔粗糙度也是影響導體損耗的因素。與較光滑的銅箔表面相比，粗糙的銅箔表面會(huì )增加導體損耗。銅箔粗糙度也會(huì )對電路的Dk值產(chǎn)生影響，銅箔越粗糙，電路的電磁波傳播路徑將增加，形成慢波效應，從而使電路上表現出的Dk值高于其標稱(chēng)值一樣，增加信號傳播的相位延時(shí)。

對高頻設計通常需要一個(gè)選擇薄的基板材料，且高頻下低插入損耗是一個(gè)關(guān)鍵指標。這種情況下，銅箔的類(lèi)型也成為一個(gè)重要的考慮因素，越光滑的銅箔插入損耗越小。例如，在圖3中比較了不同厚度下導體損耗的變化情況，可以看到，在較薄的電路中導體損耗將占電路總插入損耗的大部分。因此，為降低導體損耗可以選擇較光滑的銅箔來(lái)降低導體。盡管如此，仍可以通過(guò)控制介質(zhì)損耗來(lái)降低插入損耗。因此，選用一種損耗因子（Df）較低的材料仍可以降低電路的總插入損耗。例如，圖3中的材料的損耗因子Df為0.0037，如果使用Df為0.0010的材料時(shí)，介質(zhì)損耗（和插入損耗）進(jìn)一步降低。

相位精度

在很多高頻電路中，相位是一個(gè)重要的電氣參數，尤其是在毫米波應用（例如汽車(chē)雷達和5G無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )）中，相位是許多先進(jìn)調制方式的基本信息。電路需要保持一致的相位響應，從而使雷達和無(wú)線(xiàn)通信等系統能夠提供可靠信息。電路相位響應通常以相位角或相速度來(lái)表征，例如，理想正弦波的電路的一個(gè)周期或波長(cháng)的相位角響應為360°。圖4舉例說(shuō)明了對于某一電路材料（Dk值為3.0），在7.6GHz條件下，以360°相位角響應或一個(gè)波長(cháng)的物理長(cháng)度下的微帶線(xiàn)電路為參考，不同的參數變化對于相位角的影響。



圖4：在7.6GHz條件下，以一個(gè)周期相位角響應或一個(gè)波長(cháng)的微帶線(xiàn)電路（最上方的電路）的為參考，不同參數變化下的相位角響應。

如圖4所示，電路設計和電路材料特性的微小變化就可能影響相位角響應。參考電路的微帶線(xiàn)的物理長(cháng)度1英寸，在7.6GHz頻率下剛好是一個(gè)波長(cháng)或者相位響應360°。因為波長(cháng)隨著(zhù)頻率的增加而下降，所以在兩倍頻率（15.2GHz）下，相同的電路其相位角響應為兩個(gè)波長(cháng)或720°。對于7.6GHz條件下的電路的兩個(gè)波長(cháng)，則需要一個(gè)2"（50.8mm）的實(shí)際長(cháng)度。

高頻電路設計通?；谥С痔囟l帶和范圍，電路的物理特性在很大程度上是與波長(cháng)相關(guān)的，如四分之一波長(cháng)或半波長(cháng)特性。圖4所示的參考電路在7.6GHz條件下的一個(gè)波長(cháng)為1英寸，隨著(zhù)頻率的增加而波長(cháng)變短，所以非常容易看出，在毫米波頻率下，電路尺寸的微小變化都會(huì )帶來(lái)相應的相位差異。

電路材料參數可能影響電路的相位角響應，例如Dk和銅箔粗糙度。例如圖4中的第三個(gè)電路，長(cháng)度相同但Dk增大到4.0，相同頻率7.6GHz條件下相位角響應變?yōu)?10°。同樣地，隨著(zhù)電路材料Dk值的降低，相位角響應減少。與光滑的銅箔相比，較粗糙的銅箔會(huì )降低波速，增大相位延遲或相位角響應（如圖4所示的底部電路）。

基于相位響應的毫米波電路，相位角或相位響應一致性是一個(gè)重要的性能參數。雖然1英寸長(cháng)度的微帶線(xiàn)電路在7.6GHz條件下的相位角響應剛好一個(gè)周期（360°），但對于77GHz雷達，在Dk值為3.0的基板材料上加工的具有相同物理長(cháng)度的微帶線(xiàn)電路卻有大于4,000°的相位角響應，相位角變化對于電路的微小變化異常敏感。而對于毫米波雷達傳感器的性能，即使小至±30°的相位角變化也可能造成雷達檢測錯誤（例如汽車(chē)防撞系統中的雷達檢測）。對于如在5G NR系統中使用的26GHz和28GHz頻率的頻率越低的毫米波電路，相位響應對于調制網(wǎng)絡(luò )準確性同樣重要。頻率越高、波長(cháng)越小，電路受相位角變化的影響越大。

毫米波PCB的設計

在毫米波頻率，由于波長(cháng)短，PCB的性能受很多變量的影響。首先需要考慮是信號從連接器饋入到PCB上帶來(lái)的影響。在連接器信號饋入口處的阻抗異常，或阻抗變化可能造成信號反射、回波升高和畸變。高頻連接器與PCB的連接盡管距離較短，阻抗異常僅發(fā)生在0.1"（2.54mm）左右的距離上，但是該長(cháng)度在毫米波頻率下可能與小數倍波長(cháng)相接近，從而造成波形畸變。例如，40GHz下的波長(cháng)為0.18"（0.46mm）與0.1"就非常接近，0.1"的變化就可能造成40GHz信號異常。在較低頻率下，連接器帶來(lái)的阻抗異常影響較小，因為在低頻率的波長(cháng)較長(cháng)，該短距離上的影響較少。

在某小數倍波長(cháng)長(cháng)度的阻抗異?？赡苡绊懞撩撞娐沸阅?，那么具體多少長(cháng)度才算呢？通常，半波長(cháng)的阻抗異常通常會(huì )影響性能；四分之一波長(cháng)異常也可能影響毫米波電路性能，但是與半波長(cháng)相比影響會(huì )小一些較小。通常，八分之一或更長(cháng)波長(cháng)的阻抗異常將影響波特性，因此，反過(guò)來(lái)講，保持在十分之一或更短波長(cháng)距離，可以盡量減少在毫米波頻率下的電路性能問(wèn)題。

在毫米波頻率下，保證基板厚度和導體寬度等電路特性小于相應頻率下的十分之一波長(cháng)能夠避免產(chǎn)生性能異常，避免不必要諧振。例如，在工作頻率下、具有二分之一波長(cháng)厚度的電路基板上制作的毫米波電路會(huì )在信號層和地層之間產(chǎn)生諧振條件。工作頻率下二分之一波長(cháng)的導線(xiàn)寬度也將在電路導體寬度上產(chǎn)生諧振條件。將基板厚度和導體寬度保持在工作頻率下十分之一或更短波長(cháng)，可以避免發(fā)生不必要的諧振條件。