差分線(xiàn)繞線(xiàn)方法比較

差分線(xiàn)抗干擾能力強，信噪比高，輻射小，帶寬容量大等眾多優(yōu)點(diǎn)，所以在目前的高速鏈路設計中，都選取差分線(xiàn)作為通信方式。差分線(xiàn)使用兩根走線(xiàn)傳輸一路信號，兩根線(xiàn)上攜帶的信息是相同的，但是信號的相位差是 180 度，這樣兩個(gè)線(xiàn)產(chǎn)生的場(chǎng)正好相互抵消，減少了輻射的產(chǎn)生。同時(shí)由于最終信號取兩根信號之差，所以當受到共模信號干擾時(shí)，兩根線(xiàn)所產(chǎn)生的噪聲幾乎相同，在接收端做差值時(shí)正好被抵消掉。差分線(xiàn)對噪聲天生的抑制能力有效的提高通道的信噪比，大大的改善了通道的信息容量，使得差分線(xiàn)在 Gigabit 以上的通信領(lǐng)域得到廣泛應用。

差分線(xiàn)跟單線(xiàn)傳輸相比，之所以具有眾多優(yōu)勢，是因為其采用了差動(dòng)傳輸的方式，即兩根線(xiàn)要保持 180 度的相位差，即我們平時(shí)所說(shuō)的要保持兩根線(xiàn)的電流大小相等、方向相反。任何原因造成的相位失配，都會(huì )影響差分線(xiàn)的性能，甚至造成不可預知的后果，所以在 layout 設計中，我們必須做到差分線(xiàn)的等長(cháng)要求。當有相位失配(Phase mismatch)存在時(shí)，如何對差分線(xiàn)進(jìn)行補償，選取的方法不同，得到的效果也會(huì )有很大的差異。

下面分幾種情況對差分線(xiàn)的補償方式做一個(gè)比較全面的剖析：

· Case 1: 使用一個(gè)大的 segment 就近補償。

· Case 2: 使用小的突起沿線(xiàn)補償

Case 3: 在走線(xiàn)的末端進(jìn)行補償

圖 1：三種不同的差分線(xiàn)補償方式

根據一般經(jīng)驗，我們可以預測的到，Case 1 會(huì )造成大的阻抗不連續，Case 2 的目的正是為了

減小這種阻抗不連續性，Case 3 則是比較避諱的方法，走線(xiàn)大部分地方相位沒(méi)辦法同步。下面的工作就是通過(guò)仿真工具對這三種方式作出一個(gè)具體的對比分析。

1. 走線(xiàn)寬度 4.5mils，間距為 7.8mils

2. 調整疊層結構，使走線(xiàn)的阻抗保持在 100ohm，這里使用 Stripline,板材為 FR4, 介質(zhì)高度分別為 7.5mils 和 52.3mils。

3. 仿真工具

仿真工具選用 ADS- Momentum RF，掃頻范圍 0-60Ghz，Port 設置如<圖 1：三種不同的差分線(xiàn)補償方式>，運行仿真，即可得到三種走線(xiàn)的模型。

1.TDR 分析，測試脈沖 trise=20ps，參考阻抗 Z0=100ohm

結果和我們想象的一致，Case 1 和 Case 3 具有較大的阻抗變化，Case 2 的阻抗變化分布在比較長(cháng)得范圍內，所以整體變動(dòng)比較小。

2. 觀(guān)察一下反射曲線(xiàn) – Return losses

從結果來(lái)看，Case 1 和 Case 3 的回路損耗均高于 Case 2，這個(gè)也是顯而易見(jiàn)。

3.傳輸參數的比較 – Insertion losses

插入損耗的曲線(xiàn)出乎我們的預料之內，在 35Ghz 左右，Case 2 竟然出現了諧振點(diǎn)，Case 1 和

Case 3 在 60Ghz 整個(gè)頻段內竟然吻合的很好。

4. 模式轉化 – mode conversion

上圖是差模轉化為共模的量，我們注意到，Case 2 中有大部分差模信號轉化為了共模信號，這也一定是 Case 2 插入損耗比較大的原因所在。

Case 1/2/3 中的走線(xiàn)長(cháng)度是完全相同的，實(shí)際上是對同一對差分線(xiàn)做了不同的繞線(xiàn)，然后平移開(kāi)的。為什么 Case 2 中會(huì )出現大量的共模信號，我們可以從單端信號中找到答案。

Case 1：插入損耗的幅值和相位

Case 2：插入損耗的幅值和相位

Case 3：插入損耗的幅值和相位

從以上結果可以看出：

1. 損耗上，Case 1/3 的近乎一致，而且兩個(gè)單根走線(xiàn)的插入損耗也近似重合。Case 2 則有大的不同，單端走線(xiàn)，有繞線(xiàn)部分的走線(xiàn)損耗明顯低于沒(méi)有繞線(xiàn)的一根，在 60Gz 處， 有 0.7db 的差異。

2. 相位上，Case 1 和 Case 3 的單端相位都可以近似吻合，Case 1 相差 18.4°@60Ghz，Case 3 相差 22.3°@60Ghz；Case 2 在相位上則表現出明顯的差異，高達 281.8°@60Ghz。

3. 另外，嚴格上講，三種補償方式下，相位均出現了一定的偏差，而且隨著(zhù)頻率的升高， 越來(lái)越明顯。

從分析可知，Case 2 引入的相位差已經(jīng)遠遠超出了差分線(xiàn)所能承受的范圍，違背了差分信號傳輸的基本原則，即要求單線(xiàn)產(chǎn)生的相位差值是要同步的。同時(shí)我們也沒(méi)有忘記 Case2 在插入損耗上產(chǎn)生的諧振谷底，我們也可以再這里找到原因：

Case 2 谷底處頻率是 35.47Ghz，如下：

來(lái)觀(guān)察一下 35.47Ghz 處 Case 2 的單根線(xiàn)相位情況：

注意到 Case 2 在 35.47Ghz 處，兩個(gè)單根線(xiàn)的相位差已經(jīng)接近 180°，此時(shí)本來(lái)是差分傳輸的信號在這個(gè)頻點(diǎn)已經(jīng)完全的轉換成了共模信號，所以對于差分信號傳輸來(lái)說(shuō)，這個(gè)是傳輸的最低點(diǎn)。

現在我們已經(jīng)清楚的知道，Case 2 的問(wèn)題是由于相位差引起的，那么這個(gè)相位差從哪里來(lái)的？不要忘了三對差分走線(xiàn)可是完全等長(cháng)的。

上面的分析結果中有提到，對于 Case 2，繞線(xiàn)的那根線(xiàn)損耗明顯小于另外一根，這也說(shuō)明一個(gè)問(wèn)題，就是繞線(xiàn)的一根走過(guò)了較短的距離，相位變化上也說(shuō)明了這一點(diǎn)，繞線(xiàn)部分的相位變化比較小。

觀(guān)察三種繞線(xiàn)方式的差異，不難看出，Case 2 部分的相位差異應該是由于繞線(xiàn)部分耦合

傳輸引起的。我們知道，繞線(xiàn)上有兩種信號傳輸模式，一種模式是沿線(xiàn)傳播，另一種模式是沿繞線(xiàn)間的耦合電容直接傳輸。繞線(xiàn)之間的耦合電容為信號提供了一個(gè)低阻抗的回流路徑， 而且頻率越高，這個(gè)阻抗就越低，這也是為什么隨著(zhù)頻率的升高，相位差隨之增大的原因所在。

圖：繞線(xiàn)上的兩種傳輸模式

在端口打同相激勵，觀(guān)察走線(xiàn)上的電流相位，可以看出 Case 2 上的相位差異：

上面分析對三種繞線(xiàn)情況在頻域作出了對比分析，更多的時(shí)候，下面的時(shí)域眼圖可以更加直觀(guān)的看到幾種繞線(xiàn)方式帶來(lái)的影響。目前高速鏈路速度已經(jīng)向 28Gbps 過(guò)度，這里就看一下在 28Gbps 速率下，此處短短的一個(gè)繞線(xiàn)方式所帶來(lái)的影響。由于 Case 1 和Case 3 相近， 這里只給出 Case1 和 Case2 的結果，分析軟件 ADS-ChannelSim。

Case 1 在 28Gbps 下的眼圖

Case 2 在 28Gbps 下的眼圖

Case 1 和 Case 3 的結果驚人的相似，為什么一般規則都要避免使用 Case 3 的走線(xiàn)方法呢？ 前面我們使用了 Stripline 作為驗證，整個(gè)過(guò)程中沒(méi)有觀(guān)察到 Case 3 在前段相位不同步的

情況下所帶來(lái)的影響，其實(shí)這跟周?chē)慕橘|(zhì)特性有關(guān)。Stripline 的周?chē)橘|(zhì)是均勻的，所以

不會(huì )產(chǎn)生遠端串擾，因此即使在兩根線(xiàn)相位不同步的情況下，在末端也觀(guān)察不到太多的差異， 如果使用周?chē)橘|(zhì)不均勻的 Microstrip，結果則會(huì )大有不同。

下面將同樣的走線(xiàn)結構，設置成 Microstrip 的形式，來(lái)觀(guān)察此時(shí)三種不同繞線(xiàn)的結果。走線(xiàn)寬度 4.5mils，間距為 7.8mils, 100ohm 阻抗，Stackup 改為 Microstrip，如下：

來(lái)觀(guān)察仿真得出的 TDR 波形：測試脈沖 trise=20ps，參考阻抗 Z0=100ohm

插入損耗 - Insertion losses：

回路損耗 - Return losses：

模式轉化 –mode conversion:

與 Stripline 相比，Microstrip 存在以下不同：

1. MS 的損耗要明顯小于 SL。

2. 同樣繞線(xiàn)情況下，MS 阻抗變化要小于 SL，MS 回路損耗也明顯優(yōu)于 SL。

3. MS 在Case 2 的繞線(xiàn)方式下，同樣存在諧振點(diǎn)，但是諧振點(diǎn)比較靠后，這是因為 Microstrip

的速度要比 Stripline 快的多，從 TDR 的波形上可以看得出來(lái)。

4. Case 3 在末端做相位匹配，MS 和 SL 所得出的結果截然不同，MS 對線(xiàn)段上的相位失配更加敏感。

5. MS 在 Case 3 的繞線(xiàn)方式下，有更多的能量轉化為了共模信號。

上文從不同的角度對差分線(xiàn)三種補償方式做出了對比分析，可以看到，雖然只是短短的一段走線(xiàn)，繞線(xiàn)方式的不同帶來(lái)的差異還是比較明顯的，如果選取不當，則會(huì )對整個(gè)設計造成一些不可預知的后果。同時(shí) Microstrip 和 Stripline 對同樣的結構，表現出的差異也是相當明顯，兩種走線(xiàn)方式都有各自的優(yōu)點(diǎn)和短處，使用時(shí)是要根據實(shí)際情況來(lái)?yè)P長(cháng)避短。

本文分析雖然沒(méi)有涵蓋所有的情況，但是不難得出以下結論：

1. 對差分線(xiàn)的補償，在相位失配處就近采取補償，可以得到比較好的效果。

2. 采用大的 segment 快速做出補償，要優(yōu)于分成小段沿線(xiàn)補償的方式。

3. Microstrip 在做補償時(shí)，阻抗變動(dòng)較小，因此引起的反射較小。

4. Microstrip 對動(dòng)態(tài)相位的差異要比 Stripline 要敏感的多，所以使用 Microstrip 走線(xiàn)時(shí)，要更加注重動(dòng)態(tài)相位的補償。

5. 在做相位補償時(shí)，繞線(xiàn)部分的要控制較大的 Gap，減小耦合的強度。

6. 任何不正確的補償方式都會(huì )造成大的共模噪聲，并影響信號眼圖質(zhì)量。