3G通信系統的直接調制無(wú)線(xiàn)電硬件結構(05-100)

　　圖2 直接變頻接收器結構

　　圖3 3G直接變頻接收器的RF性能預算實(shí)例

　　本振(LO)信號與輸入RF信號的混頻或泄漏耦合到RF輸入,這可能在接收器中產(chǎn)生顯著(zhù)的dc 電壓電平。對LO和RF之間進(jìn)行最大隔離和通過(guò)諧波器,可使d c 偏移最小。在解調器I-Q通路中很好地匹配混頻器和放大器的振幅和相位響應是關(guān)鍵性的。Si-BiCMOS解調器SKY73009的振幅和相位平衡可分別達到0~3dB和1U庵紙獾髕饕簿哂?0dB的LO和RF間隔離,這對于在接收器中保持低dc偏移信號是必不可少的。采用低性能解調器的系統將需要復雜和昂貴的dc定標技術(shù)。

　　采用開(kāi)關(guān)LNA(前端接收器RFIC的一部分)和Si-BiCMOS解調器的DCR示于圖3。采用這些關(guān)鍵性的器件,RF分析表明所得到的級聯(lián)噪聲指數為3.2dB ,級聯(lián)增益為70dB。對于大多數3G基站實(shí)現(依賴(lài)于TTA噪聲指數和纜線(xiàn)損耗)小于6dB的級聯(lián)噪聲指數是可接受的。所以,上面所建議的接收器結構,可提供1.9dB額外的系統余量。

　　3G直接變頻發(fā)送器

　　3GPP規范允許基端發(fā)送分集。用適當的統調(降低交叉耦合和增益加分路隔離)和定時(shí)同步,發(fā)送器分集可改善系統信噪比(SNR)和減輕多通路、信號衰減效應。然而,分集將增加系統實(shí)現成本、尺寸和功耗。采用低成本RFIC器件和直接變頻結構,將有助于減輕這種負面效應對分集發(fā)送器的影響。

　　直接上變頻發(fā)送器結構示于圖4,這種結構正在成為更普遍的形式,這是因為這種結構具有元件數少,功耗低的特點(diǎn)。

　　采用直接變頻結構,DAC提供I-Q信號。來(lái)自DAC的I-Q信號可以是低通濾波的,這樣可去除由DAC引起的混淆、諧波和寄生信號。然后,用直接正交調制器對濾波的I-Q信號進(jìn)行直接調制和上變頻到RF頻率。調制器在I-Q分路之間必須具有適當的幅度和相位匹配,以使調制信號信息或誤差向量幅度(EVM)的不純最小。采用正交相移鍵控(QPSK)調制信號,WCDMA基站發(fā)送器所允許總的EVM是17.5%。系統工程師將分配大部分EVM系統預算給HPA(為了改善功率效率)。因此,希望來(lái)自調制器的EVM貢獻要小或沒(méi)有。所用的直接正交調制器的振幅和相位失調分別小于0.3dB和3o,而對EVM預算的貢獻小于5%。

　　圖4 直接變頻發(fā)送器結構

　　圖5 3G直接變頻發(fā)送器的RF性能預算實(shí)例

　　從LO到RF端口的信號泄漏應最小,這是因為大部分直接變頻系統中LO和RF輸入信號是在相同的頻率,而且,調制器之后的RF濾波,對于抑制任何的LO-RF泄漏將是無(wú)效的?，F在,可以得到大于50dBc LO-RF隔離、大于60dBm 2階輸入截聽(tīng)點(diǎn)(IIP2)、小于-153dBm/Hz NF電平的直接正交調制器FRIC。這些RF性能值保證調制器對整個(gè)發(fā)送器鏈路的寄生發(fā)射不會(huì )有重大的影響。

　　可以電平控制上變頻信號來(lái)補償部件到部件、分集到主分路和溫度增量變化。需要可變衰減來(lái)處理-10dBm~+10dBm(調制器的典型輸出電平)輸入功率電平,而不影響系統非線(xiàn)性。AA102-80可變衰減工作在大多數通用無(wú)線(xiàn)頻帶(0.5GHz~2.5GHz),它具有大于+45dBm輸入3階分量截聽(tīng)點(diǎn)(IP3)?？芍玫乃p范圍大于30dBm(1dB步長(cháng))。

　　在電平控制之后,發(fā)送信號在饋入最后高功率放大器之前由線(xiàn)性驅動(dòng)器放大。驅動(dòng)器需要具有足夠高的增益(一般20dBm~35dBm)和線(xiàn)性度以滿(mǎn)足整個(gè)系統要求。用較高增益的驅放大器,可以減少高功率放大器所需的級數,使得成本降低和效率提高?？梢缘玫酱笥?5dBm RF增益和大于+40dBm輸出3階截聽(tīng)點(diǎn)(OIP3)的高性能線(xiàn)性驅動(dòng)器。

　　WCDMA發(fā)送器的關(guān)鍵要求是鄰信道泄漏功率比(ACLR)。3G規范要求ACLR1(1個(gè)信道或5MHz頻率偏移)小于-45dBc,ACLR2(兩個(gè)信道或10MHz頻率偏移)小于-50dBc。ACLR測量通常在限定的測試模式1(包括64個(gè)專(zhuān)用物理信道DPCH信號和128擴展因數)。64個(gè)DPCH信號的功率電平和定時(shí)隨機分布來(lái)仿真實(shí)際的信號環(huán)境。3G規范文件中規定測試信號功率電平定時(shí)。必須仔細分配發(fā)送器鏈路不同非線(xiàn)性部分的ACLR預算。表1示出ACLR預算在主要發(fā)送器部分的分配實(shí)例。

　　3G發(fā)送信號在0.01%累積互補分布(CCD)點(diǎn)測量時(shí),其峰值平均值比(PAR)超過(guò)10 dB。3G信號的高PAR值對功率放大器的線(xiàn)性度提出嚴格的要求。對于表1所列ACLR預算實(shí)例,例1、例2和例3中線(xiàn)性驅動(dòng)器可分別提供22dBm、20.5dBm和11dBm輸出功率。例3是最可取的配置,因為它對基帶元件、調制器和驅動(dòng)器PA配置嚴格的要求,并會(huì )降低來(lái)自這些部分的可用輸出功率,進(jìn)而對HPA提出更高的增益要求。圖6示出發(fā)送器鏈路框圖和電平實(shí)例,用它可使總ACLR1達到大于標準-45dBc性能指標,其線(xiàn)性輸出功率為+41dBm。發(fā)送器ACLR1預算緊密地反映表1中例2的分配?！?益林)