變頻器的基本動(dòng)作原理及特點(diǎn)

　　異步電動(dòng)機用變頻器傳動(dòng)時(shí)的框圖如圖1所示，整流器將交流電變?yōu)橹绷麟?，平波回路將直流電平衡，逆變器將直流電逆變?yōu)轭l率可調的交流電。為了電動(dòng)機的調速傳動(dòng)所給出的操作量有電壓、電流、頻率。

圖1 變頻器的基本構成

　　表1將實(shí)用化的變頻器按主電路方式、控制方式等分類(lèi)。各種方式的組合是為了充分發(fā)揮其控制特性、適用電動(dòng)機、容量范圍、經(jīng)濟性等特點(diǎn)而設計制造的。

表1 逆變器的種類(lèi)

　　作為變頻器，通常采用三相逆變器。但這里為了簡(jiǎn)化電路，采用單相逆變器來(lái)說(shuō)明電壓型、電流型、電壓控制、電流控制等逆變器的基本工作原理。{{分頁(yè)}}

一、 電壓型與電流型

　　作為主電路方式有電壓型變頻器和電流型變頻器。電壓型是將電壓源的直流電變換成交流電的變頻器，電流型是指將電流源的直流電變換為交流電的方式。

　　下面用機械開(kāi)關(guān)來(lái)說(shuō)明其基本動(dòng)作。負載是異步電動(dòng)機，采用圖2(b)的等效電路（忽略I_M、r₁、r₂），并為滯后功率因數負載。

圖2 考慮了諧波的異步電動(dòng)機等效電路

(一)電壓型

　　電壓型逆變器的原理圖及其動(dòng)作如圖3所示。其中圖a為單相橋式電壓型逆變器，如果使開(kāi)關(guān)S₁~S₄像圖d那樣導通、關(guān)斷，那么負載電壓u就成為矩形波交流電壓，其大小等于直流電壓源電壓E_d，如圖b中實(shí)線(xiàn)所示。這里假定負載電流i由于負載電感的平滑作用為正弦波交流電流，如圖b中虛線(xiàn)所示。

圖3 電壓型逆變器的原理

a)電路構成 b)電壓/電流波形  c)直流電流波形（瞬時(shí)功率）  d)開(kāi)關(guān)動(dòng)作狀態(tài)

　　現在，使開(kāi)關(guān)S₁、S₂導通，由直流電壓源E_d沿圖a中①路線(xiàn)供給負載電流i。在時(shí)刻t₁使這兩個(gè)開(kāi)關(guān)關(guān)斷，同時(shí)使開(kāi)關(guān)S₃、S₄導通，于是負載的無(wú)功功率就沿②路線(xiàn)反饋給直流電壓源E_d。

　　考慮負載電流i和開(kāi)關(guān)的動(dòng)作狀態(tài)，直流電流I_d的波形如圖c所示。另外，負載電壓u與負載電流i的積為瞬時(shí)功率P，它與直流電流I_d的波形相同。瞬時(shí)功率P的平均值P_a為向負載提供的有功功率。

　　時(shí)刻t₁～t₂的滯后角相當于異步電動(dòng)機的滯后功率因數角，時(shí)有功功率為正（電動(dòng)狀態(tài)），時(shí)為負（再生狀態(tài)）。滯后角與瞬時(shí)功率P及有功功率P_a的關(guān)系，如圖4所示。

圖4 滯后角與瞬時(shí)功率P、有功功率P_{a{{分頁(yè)}}}

　　當開(kāi)關(guān)采用單方向導通的半導體開(kāi)關(guān)器件時(shí)，以晶體管為例，為了向電源反饋（路線(xiàn)②），要同晶體管反并聯(lián)續流二極管。

　　電壓型變頻器的主電路構成見(jiàn)表1中項1～3所列，由晶閘管或二極管、晶體管構成的整流器、平波電容（用作電壓源）以及逆變器組成。

(二)  電流型

　　電流型變頻器的原理及其動(dòng)作如圖5所示。其中圖a為單相橋式電流型逆變器。如果使開(kāi)關(guān)S₁～S₄像圖d那樣導通、關(guān)斷，則負載電流i就變?yōu)榫匦尾ń涣麟?，大小等于直?a class="contentlabel" href="http://dyxdggzs.com/news/listbylabel/label/電源">電源電流I_d，如圖b中實(shí)線(xiàn)所示。負載電壓u由負載的感應電動(dòng)勢e決定，為正弦波形，如圖b中虛線(xiàn)所示。

圖5 電流型逆變器原理圖

a)電路構成  b)輸出電壓電流波形  c)直流電壓波形（瞬時(shí)功率）

d)S₁、S₂動(dòng)作、S₃、S₄動(dòng)作

　　現在，使開(kāi)關(guān)S₁，S₂導通，負載電流i從電流源經(jīng)圖示的路線(xiàn)①流出。在時(shí)刻t₁關(guān)斷這兩個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)，因為是電流源，負載電流必須急速地反向，但是電感負載的電流不可能瞬時(shí)反向，在負載兩端需要有吸收電感儲存能量的電路。在吸收此能量期間，負載兩端將產(chǎn)生di/dt的尖峰電壓。

　　由于能量吸收回路的作用，負載電流反向后，功率從負載向電源反饋，在時(shí)刻t₂負載電壓反向。此后，在S₁，S₂再次導通時(shí)刻t₃之間的期間，為功率從電源流向負載的電動(dòng)狀態(tài)。

　　考慮負載電壓u和開(kāi)關(guān)的動(dòng)作狀態(tài)，直流電壓波形E_d為圖c的波形。另外瞬時(shí)功率P與直流電壓波形相同。此瞬時(shí)功率P的平均值為有功功率P_a，如圖c中虛線(xiàn)所示。

　　異步電動(dòng)機的滯后功率因數角與瞬時(shí)功率P和有功功率P_a的關(guān)系，同圖4中的電壓型逆變器波形一樣。

　　采用半導體開(kāi)關(guān)時(shí)，對于電流型逆變器通常采用晶閘管，它雖然需要換相電路，但可以兼用作能量吸收回路。

　　電流型逆變器的主電路構成見(jiàn)表1中的項4及5所列，變流器部分采用晶閘管，同時(shí)采用變流器與平波電抗器使它具有電流源作用。

二、 電壓控制與電流控制

　　主電路方式分為電壓型及電流型兩類(lèi)，控制方式也分為電壓控制及電流控制兩種。這兩種方式，不管主電路方式是電壓型還是電流型都可以適用。

　　通用變頻器等采用電壓控制方式，與輸出頻率成比例地控制輸出電壓。對于需要快速響應的用途則必須控制輸出電流，可采用電流控制方式。

　　1.電壓控制   通用變頻器適用電壓型的電壓控制。表1中項1IGBT變頻器和GTO晶閘管變頻器，是在逆變器側控制輸出的電壓和頻率。輸出電壓的大小，可以利用半導體開(kāi)關(guān)的導通率將輸出電壓控制成為正弦波。表1中項2及4的晶閘管變頻器，是在整流器側控制輸出電壓，在逆變器側控制頻率。

　　2.電流控制   對于要求類(lèi)似直流電動(dòng)機快速響應性的應用場(chǎng)合，為了快速控制異步電動(dòng)機的轉矩，適用電流控制。

　　表1中項5的電流型晶閘管變頻器，在逆變器側控制頻率，在整流器側控制電流。該表中項3，用晶體管和GTO晶閘管構成的電壓型變頻器則適用這樣的電流控制方式，利用逆變器側的導通率將輸出電流控制成為正弦波。{{分頁(yè)}}

三、 PAM與PWM

　　輸出電壓或輸出電流的控制，可以在整流器側或逆變器側進(jìn)行。作為這種輸出的控制手段有PAM和PWM兩種方式。

(一)PAM(Pulse Amplitude Modulation)

　　PAM是一種改變電壓源的電壓E_d（見(jiàn)圖3）或電流源的電流I_d（見(jiàn)圖5）的幅值，進(jìn)行輸出控制的方式。因此，在逆變器只控制頻率，在整流器側控制輸出的電壓或電流。采用PAM調節電壓時(shí)，高電壓及低電壓時(shí)的輸出電壓波形如圖6所示。

圖6 采用PAM的電壓調節

a)高電壓時(shí)  b)低電壓時(shí)

　　表1中項2、4、5的晶閘管逆變器，其換相時(shí)間需要100～數百µs，所以，難以做到用晶閘管來(lái)開(kāi)關(guān)實(shí)現PWM控制，要采用在逆變器只控制頻率的PAM方式。

(二)PWM(Pulse Width Modulation)

　　在異步電動(dòng)機恒轉矩的變頻調速系統中，隨著(zhù)變頻器輸出頻率的變化，必須相應地調節其輸出電壓。另外，在變頻器輸出頻率不變的情況下，為了補償電網(wǎng)電壓和負載變化所引起的輸出電壓波動(dòng)，也應適當地調節其輸出電壓。具體實(shí)現調壓和調頻的方法有很多種，但總的來(lái)說(shuō)，從變頻器的輸出電壓和頻率的控制方法來(lái)看，基本上按前所述分為PAM和PWM（PAM前已介紹，此處討論PWM）。

　　PWM型變頻器靠改變脈沖寬度來(lái)控制輸出電壓，通過(guò)改變調制周期來(lái)控制其輸出頻率，所以脈沖調制方法對PWM型變頻器的性能具有根本性的影響。脈寬調制的方法很多，從調制脈沖的極性上看，可以分為單極性和雙極性調制兩種；從載頻信號和參考信號（基準信號）頻率之間的關(guān)系來(lái)看，又可以分為同步式和非同步式兩種。

1.     單極性調制

　　1)單極性直流參考電壓調制方法，以圖7所示電壓型三相橋式變頻器的原理電路為例，大功率晶體管變頻器的基極驅動(dòng)信號在控制電路中一般常采用載頻信號U_c與參考信號U_r相比較產(chǎn)生，這里U_c采用單極性等腰三角形鋸齒波電壓，而U_r采用直流電壓。在U_c與U_r波形相交處發(fā)出調制信號，部分脈沖調制波形如圖8所示。圖中畫(huà)出的是經(jīng)過(guò)三相對稱(chēng)倒相后的a、b點(diǎn)電位、U’_oo和相電壓U_ao的脈沖列波形。在一個(gè)周期內有12個(gè)三角形，即載頻三角波的頻率f_Δ為輸出頻率f_o的12倍（f_Δ可以是f_o的任意6的整數倍）。輸出波形正負半周對稱(chēng)，主電路中的6個(gè)開(kāi)關(guān)器件以1—2—3—4—5—6—1順序輪流工作，每個(gè)開(kāi)關(guān)器件都是半周工作，通、斷6次輸出6個(gè)等幅、等寬、等距脈沖列，另半周總處于阻斷狀態(tài)。

圖7 電壓型三相橋式變頻器原理電路

圖8 單極性直流參考信號的部分調制脈沖波形

　　輸出的相電壓波形每半個(gè)周期出現6個(gè)等寬等距脈沖，中間兩個(gè)脈幅高(2E/3)兩邊4個(gè)脈幅低(E/3)，正負半周對稱(chēng)，這個(gè)脈沖波形可以分解為基波電壓U₁和一系列諧波電壓，基波電壓就是要求輸出的交流電壓，而諧波電壓分量愈小愈好。

　　從波形圖可以看出：當三角波幅值一定，改變參考直流信號U_r的大小時(shí)，輸出脈沖的寬度即將隨之改變，從而改變輸出基波電壓的大??；改變載頻三角波的頻率并保持每周的輸出脈沖數不變，就可以實(shí)現輸出電壓頻率的調節。顯然，同時(shí)改變三角波的頻率和參考直流信號電壓U_r的大小，就可以使變頻器的輸出在變頻的同時(shí)相應地改變電壓的大小。

　　上述調制方式是在改變輸出頻率的同時(shí)改變三角波的頻率，使每半周包含的三角波數和相位不變，正、負半周波形始終保持完全對稱(chēng)。這種調制方式叫做同步脈沖調制方式。同步調制方式雖然由于輸出波形正負半周完全對稱(chēng)，只有奇次諧波，沒(méi)有偶次諧波，但是每周的輸出脈沖數不變，低頻輸出時(shí)諧波影響大。

　　2)單極性正弦波脈寬調制方式及參考信號U_r為正弦波的脈寬調制，一般叫做正弦波脈寬調制，簡(jiǎn)稱(chēng)SPWM。產(chǎn)生的調制波是一系列等幅、等距而不等寬的脈沖列，如圖9所示。

圖9 正弦波脈寬調制波形

　　SPWM調制的基本特點(diǎn)是在半個(gè)周期內，中間的脈沖寬，兩邊的脈沖窄，各脈沖之間等距而脈寬和正弦曲線(xiàn)下的積分面積成正比，脈寬基本上成正弦分布。經(jīng)倒相后正半周輸出正脈沖列，負半周輸出負脈沖列。由波形可見(jiàn)，SPWM比PWM的調制波形更接近于正弦波，諧波分量大為減小。

　　輸出電壓的大小和頻率均由正弦參考電壓U_r來(lái)控制。當改變U_r的幅值時(shí)，脈寬即隨之改變，從而改變輸出電壓的大??；當改變U_r的頻率時(shí)，輸出電壓頻率即隨之改變。但要注意正弦波的幅值U_rm必須小于等腰三角形的幅值U_cm，否則就得不到脈寬與其對應正弦波下的積分成正比這一關(guān)系。輸出電壓的大小和頻率就將失去所要求的配合關(guān)系。

　　圖9只畫(huà)出單相脈寬調制波形。對于三相變頻器，必須產(chǎn)生相位差為120º的三相調制波。載頻三角波三相可以共用，但必須有一個(gè)可變頻變幅的三相正弦波發(fā)生器，產(chǎn)生可變頻變幅的三相正弦參考信號，然后分別比較產(chǎn)生三相輸出脈沖調制波。

　　若三角波和正弦波的頻率成比例地改變，不論輸出頻率高低，每半周的輸出脈波數不變，即為同步調制式。{{分頁(yè)}}

　　若三角波頻率一定，只改變正弦參考信號的頻率，正、負半周的脈波數和相位在不同輸出頻率下就不是完全對稱(chēng)的了，這種方式叫非同步脈寬調制方式。非同步雖然正、負半周輸出波形不能完全對稱(chēng)，會(huì )出現偶次諧波，但是每周的輸出的調制脈波數將隨輸出頻率的降低而增多，有利于改善低頻輸出特性。

　　2.雙極性調制   上述單極性脈寬調制，脈沖的極性不改變，要正、負半周輸出不同極性的脈沖，必須另加倒相電路。與此相對應，若在調制過(guò)程中，載頻信號和參考信號的極性交替地不斷改變則稱(chēng)為雙極性調制。其調制波形如圖10所示，圖中畫(huà)出三相調制波形。與上述單極性SPWM的情況相同，輸出電壓的大小和頻率也是由改變正弦參考信號U_r的幅值大小和頻率調制的。參考信號也可以采用階梯式準正弦波。

圖10 三相正弦波脈寬調制波形

　　這種正弦波脈寬調制方式，當然也可以采用同步式和非同步式的調制方式。但SPWM型變頻器帶異步電動(dòng)機負載時(shí)，在脈寬調制過(guò)程中，要根據異步電動(dòng)機變頻調速控制特性的要求，在調節正弦參考信號頻率的同時(shí)，要相應地適當調節其幅值，使輸出基波電壓的大小與頻率之比為恒值，即保持U₁/f₁=常數。

　　3.“Δ”調制（DM）方式   “Δ”脈寬調制方式（Delta Modulation Technique）的調制電路及波形如圖11所示。只要輸入可變頻恒幅正弦波參考電壓U_r，就可以平滑地變換出調制工作脈沖，而且能夠自然保持輸出基波電壓與頻率之比為恒值。

　　“Δ”脈寬調制電路的基本工作原理：正弦波參考信號電壓U_r加在運算放大器A₁的同相輸入端，A₁作為比較器工作。當U_r從零上升時(shí)，A₁的輸出電壓U₁迅速升到正飽和值U_s，+U_s電壓經(jīng)運算放大器A₂作反向積分，其輸出電壓U_F負向線(xiàn)性增長(cháng)，U_F和+U₁經(jīng)R₂、R₃綜合加到運算放大器A₃的反相輸入端，R₃>R₂，A₃輸出正向上升電壓U_K，U_K與U_r在運算放大器A₁中相比較，當U_K< SPAN>_r時(shí)，A₁輸出保持+U_s，一旦U_K上升到U_K>U_r時(shí)，A₁迅速翻轉輸出負飽和電壓-U_s。-U_s電壓再經(jīng)運算放大器A₂反向積分，使其輸出U_F負值線(xiàn)性減小，從而使A₃的輸出電壓U_K也隨之減小，當U_K< SPAN>_r時(shí)，U₁又轉換為+U_s，U_F負值又增大，U_K再次上升，如此循環(huán)不已，便得到圖11所示的“Δ”脈寬調制波形。

圖11  “Δ”脈寬調制電路及波形

　　“Δ”脈寬調制電路具有一個(gè)可貴的特性，就是當輸入正弦波參考電壓U_r的幅值一定時(shí)，其輸出調制脈沖列U₁的基波電壓大小與其頻率之比隨時(shí)保持恒值，這個(gè)U₁/f_o為恒值的特性正符合異步電動(dòng)機變頻調速對PWM逆變器輸出的要求。

四、 多重化變頻器

　　表1中項2、4、5的PAM方式變頻器，其輸出波形為矩形波。為了獲得近似正弦波或者獲得高壓，有時(shí)采用多重化變頻器。

　　圖12為多重化變頻器的原理。將單相變頻器的電壓波形（或電流波形）按傅立葉級數展開(kāi)，則含有不少高次諧波。并在圖中給出了3次諧波。

圖12 多重化的原理

　　如果將相位差為60º的兩臺單相變頻器的輸出U₁、U₂圖12a與圖b合成，則合成輸出的導通寬度為120º。U₁、U₂所含的3次諧波相位相差180º，在輸出中被互相抵消。這就叫作多重化。這種多臺變頻器的多重化可以抵消諧波，改善波形；輸出為兩臺變頻器之和，容易實(shí)現大容量化。

　　電壓型、電流型兩種變頻器的多重化構成原理圖，如圖13所示。變頻器的輸出采用輸出變壓器來(lái)實(shí)現多重化，變壓器的二次繞組對于電壓型變頻器為串聯(lián)連接，對于電流型為并聯(lián)連接。

圖13 變頻器的多重化構成原理圖

a)電壓型  b)電流型

五、 正轉和反轉

　　三相電源中任意兩相交換輸入，就會(huì )發(fā)生反轉。變頻器可以用電子回路改變相序實(shí)現反轉。

六、 電動(dòng)與再生

　　異步電動(dòng)機的轉差率為正時(shí)，產(chǎn)生電動(dòng)轉矩，為負時(shí)則產(chǎn)生制動(dòng)轉矩。因此，想使異步電動(dòng)機制動(dòng)，顯然使變頻器頻率從與電動(dòng)機轉速相應的頻率下降即可。

　　此時(shí)，為了使轉動(dòng)能量反饋到變頻器側（再生），必須具有吸收與此轉動(dòng)能量相對應的電功率的能力。

　　1.采用電壓型逆變器時(shí)   當變頻器的頻率低于電動(dòng)機的轉速時(shí)，續流二極管是作為以電動(dòng)機為電源的整流器而工作，由電動(dòng)機產(chǎn)生的再生功率流入直流電源回路的平波電容中。在這種情況下，對于通用小容量變頻器要裝設電阻（見(jiàn)表1），再生時(shí)用此電阻將再生功率消耗掉。對于大容量變頻器，則采用可逆整流器將再生功率反饋給電源。

　　2.采用電流型變頻器時(shí)   對于電流型變頻器，再生時(shí)直流電流方向不變，而直流電壓的方向反向，所以整流器部分不需要可逆方式，用不可逆整流器即可。圖14示出電流型變頻器的直流電流與直流電壓的關(guān)系。

圖14 電流逆變器的電動(dòng)、再生運轉

a)電動(dòng)運轉  b)再生運轉