利用簡(jiǎn)單電路提高傳統PFC控制器性能

　　典型的兩級離線(xiàn) PFC

　　PFC 離線(xiàn)功率轉換器系統通常設計為兩級級聯(lián)型。第一級為一個(gè)升壓轉換器，這是因為該拓撲結構擁有連續輸入電流(通過(guò)使用乘法器可實(shí)現電流波形控制)以及可實(shí)現近似單位功率因數的平均電流模式控制。但是，升壓轉換器需要一個(gè)比輸入電壓更高的輸出電壓，和另外一個(gè)將輸出電壓降壓至可用電壓等級的轉換器(見(jiàn)圖 1)。

圖1 典型的兩級離線(xiàn)功率轉換器

　　升壓跟隨器的優(yōu)點(diǎn)

　　傳統的升壓轉換器的固定輸出電壓要比線(xiàn)電壓的最大峰值高出許多。但是，由于可設計步降轉換器應對電壓變化，所以并不需要對升壓電壓進(jìn)行專(zhuān)門(mén)的調節或穩壓。只要升壓電壓高于輸入電壓峰值，轉換器就能正常運行。隨著(zhù)線(xiàn)電壓峰值變化而改變升壓電壓有以下優(yōu)點(diǎn)(例如升壓跟隨器預調節器)：一是升壓電感器的尺寸縮小，二是低壓運行時(shí)的較低開(kāi)關(guān)損耗。圖 2 顯示了升壓跟隨器和傳統的 PFC 預調節器的輸出電壓隨著(zhù)輸入電壓 (Vin(t)) 變化而變化的情況。

圖2 隨著(zhù)輸入電壓變化，傳統升壓調節器和升壓跟隨器輸出電壓的變化情況

　　較低的升壓電感 (L)

　　升壓電感器的選擇是根據允許的最大紋波電流 (△I) 確定的，此時(shí)，線(xiàn)電壓 (Vin(min)) 和輸出電壓 (Vout(min)) 均為最低，而占空比 (D) 為最大。下面的方程式用來(lái)計算出樣機電源升壓功率級所需電感。最小輸出電壓峰值的減小導致最大占空比的減小，從而使升壓電感減少。

　　低壓運行時(shí)較低的升壓開(kāi)關(guān)損耗

　　在離線(xiàn) PFC 轉換器中，轉換器的大部分功耗都來(lái)自于進(jìn)行升壓開(kāi)關(guān)轉換 (Q1) 時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗。下面的方程式可以計算出FET開(kāi)關(guān)損耗 (PFE_TR) 和部分 FET 寄生電容損耗 (PCOSS)。在下面的方程式中，IRMS_L表示流過(guò)升壓電感器的均方根電流，Ton和Toff為FET開(kāi)關(guān)轉換次數，變量fs表示功率轉換器的轉換頻率，Coss表示 FET寄生電容。從方程式可以推出，如果輸出電壓降低，開(kāi)關(guān)損耗也將減少。升壓跟隨器的PFC轉換器在低壓運行時(shí)，其輸出電壓要遠遠低于傳統的 PFC 升壓轉換器的輸出電壓，同時(shí)這也減少了開(kāi)關(guān)損耗。

　　為了進(jìn)一步的說(shuō)明，我們建立了使用通用線(xiàn)電壓(如 85Vac 至 265Vac)UCC3817 PFC 控制IC的兩個(gè)功率為 250W 的轉換器樣機。其中一個(gè)轉換器設計采用傳統的拓撲結構，輸出電壓為 390V。另一個(gè)轉換器則是利用升壓跟隨器技術(shù)進(jìn)行構建的，輸出電壓可以在 230V 至 387.5V 之間進(jìn)行變化。低壓運行時(shí)升壓跟隨器功率大約高出 2%~3%。請參見(jiàn)圖 3 進(jìn)行功率比較。

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圖3 傳統PFC和升壓跟隨器PFC在85Vrms時(shí)的效率

　　所需額外電路

　　設計一款帶有典型 PFC 控制器的升壓跟隨器 PFC 功率級并不困難，只需要 5 個(gè)額外電子元件即可(見(jiàn)圖 4)。

圖4 升壓跟隨器電路只需多增加5個(gè)元件

　　所需的額外電子元件分別為 C1、R1、R2、R4、Q1 和 D1，這些元件可以用于吸收電壓環(huán)路反饋中電壓放大器反相信號的額外電流。當整流線(xiàn)電壓增高或降低時(shí)，Q1 吸取一個(gè)流經(jīng) R3 的對應電流，從而導致輸出電壓隨著(zhù)線(xiàn)壓的改變而改變。使用二極管來(lái)抵消 Q1基極發(fā)射極結溫 (Vbe) 的變化。電容 C1 和 R2 形成一個(gè)低通濾波器，可以消除由整流線(xiàn)電壓引起的紋波電壓。

　　應用實(shí)例

　　本電路是為了使輸出電壓在 230V 至 390V 之間變化而設計的，大致為一個(gè) 2:1 的輸入范圍。設計本電路的第一步是建立分壓器，可以由 R3 和 R4 來(lái)組成。首先選擇 R3，然后使用下列方程式計算出 R4 所需的值。在本設計中，Vref 的值為 7.5V，Vout(最小)的值為 230V。

　　由 R1 和 R2 組成的分壓器，用來(lái)使 Q1 的基電壓在 1.4V 至 3.9V 之間變化。必須注意的是，不要使晶體管飽和。下列方程式可以用來(lái)選取 R2 的值：

　　在輸入電壓最小化至 85V 均方根電壓時(shí)，Vqb1(最小)是 Q1 的基電壓。Vd 是電路的正向二級管壓降。

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　　電容C1用來(lái)過(guò)濾出整流線(xiàn)電壓紋波。為了限制第三階諧波電流失真，安裝濾波器來(lái)將整流線(xiàn)頻率減至Q1基點(diǎn)最大電壓的1.5%(Vqb1(最大))。

　　本設計中，最大輸入電壓為 265V，線(xiàn)頻率(f_line)為 60Hz。

　　在最終設計中，輸出電壓隨線(xiàn)電壓的增長(cháng)應在設計電壓的 8% 以?xún)?。除了Q1基極發(fā)射極電壓 (Vbe) 的電阻器容差和變化以外，二級管的正向電壓也是出現誤差的原因。在本應用中，升壓電壓不需要一個(gè)嚴格的容差，因為下游轉換器會(huì )對 PFC 預調節器輸出電壓中任何異常的變化進(jìn)行校正。

　　參考文獻：

　　1. Loyd Dixon，《高功率因數轉換預調節器的優(yōu)化設計》，1990 年度 Unitrode 電源設計研討會(huì ) SEM-700 第七主題

　　2. Michael O'Loughlin，《UCC3819 250W 功率因數校正 (PFC) 升壓跟隨器預調節器的設計》，2002 年版 P1-12 頁(yè)，網(wǎng)址：www.ti.com

　　3. 《功率轉換》匯刊， 1992 年 9 月版 第 67 頁(yè)

　　4. 《關(guān)于電流模式電源的幾點(diǎn)實(shí)踐思考》、《Unitrode應用手冊 SLUA110》以及《電源控制產(chǎn)品 (PS) 2000 說(shuō)明書(shū)》，P3-559 頁(yè)

　　5. 《UCC3817 產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)》，網(wǎng)址：www.ti.com 《SLU395E》2001 年 4 月版第 8 頁(yè)