便攜式微處理器內核電源電壓的改進(jìn)

2005年2月A

    當今的處理技術(shù)正向著(zhù)更小型化發(fā)展，以減小諸如DSP和微處理器之類(lèi)高密度邏輯器件的尺寸。CMOS結構隨之采用了更小的溝道和更薄的柵極，因此擊穿電壓較低，從而要求更低的處理器內核成電壓。本文將討論這些新技術(shù)如何對電源管理方法提出更新的要求，并為設計便攜產(chǎn)品遇到的獨特難題提供解決方案。

圖1  典型的移動(dòng)電話(huà)結構
    以移動(dòng)電話(huà)為例，圖1中構成系統的每一模塊均須滿(mǎn)足不同的要求。便攜式設備所采用的電池大多已從NiMH發(fā)展到鋰離子電池。個(gè)人數字助理（PDA）和數碼相機（DSC），尤其在成本較低的架構中，仍然采用堿性電池和NiMH電池。便攜式產(chǎn)品中一般包含電池充電器，而充電器必須可以處理500-1500mA范圍內的電流，以縮短充電周期。此外該充電器必須在設備開(kāi)機或關(guān)機時(shí)均能控制電池充電。人機界面處理用戶(hù)發(fā)送或接收到的信息，振動(dòng)馬達需要使用穩壓器，LED指示燈需要驅動(dòng)的電流源，觸摸屏輸入需要接口部分的（ADC）。這些輸入的確提高了對電池的要求，但由于操作時(shí)間短，對電池的使用壽命沒(méi)有顯著(zhù)影響。射頻(RF)部分是噪聲最敏感的部分，要求使用具有卓越性能的低壓降線(xiàn)性穩壓器（LDO），這種穩壓器具有高噪聲抑制比以及低輸入-輸出電壓差，可在2.7-4.2V的工作范圍內最大化單節鋰離子電池的容量。在過(guò)去幾年里，射頻部分的功率要求逐步改進(jìn)，工作電壓從2.85/3V降到2.5V，總電流量在減少。射頻部分的唯一例外情況就是發(fā)射功率放大器，通常直接由電池供電。射頻部分的主要變化在于其上、下變頻器從原來(lái)的模擬結構轉換為數字結構。最大的改進(jìn)是整合混合信號和數字邏輯，使現在的基帶處理器包括一片DSP、一個(gè)微處理器/控制器、以及ADC和DAC控制RF和復合音頻信號。為了配合這些變化，基帶的DC電源從低電流LDO轉為由中等電流LDO提供，LDO工作電壓也從原先的2.8-3.0V進(jìn)一步減小，以支持處理器內核電壓的下降。

圖2  NCP500 LDO內部電路圖
    圖 2是一典型的LDO電路。LDO電路相對比較簡(jiǎn)單，包含通過(guò)元件、誤差放大器/反饋電路以及電壓參考。外接元件是輸入和輸出電容各一個(gè)。LDO具有低噪聲輸出，高電源抑制，快速負載響應以及低靜態(tài)電流等特點(diǎn)。由于通過(guò)元件在線(xiàn)性模式下工作，無(wú)需完全開(kāi)和關(guān)，因此該架構可實(shí)現低靜態(tài)電流。LDO只能降低電壓，而且當Vin和Vout之間的壓差增大時(shí)，其效率較低。

    圖3  標準降壓穩壓器電路圖，內部電路較為復雜
    圖3所示為降壓穩壓器電路，內部電路包含高側和低側通過(guò)元件、誤差放大器/反饋電路、振蕩器、限流和熱關(guān)斷保護電路，以及各種邏輯功能。要求的外接元件包括輸入和輸出電容以及電感器。電容值一般為L(cháng)DO電容的10-20倍。開(kāi)關(guān)穩壓器的優(yōu)點(diǎn)是效率高，通過(guò)正確的配置，可以降低電壓。缺點(diǎn)是輸出紋波較高，這可以通過(guò)各種技術(shù)來(lái)控制。由于需要附加電路構成開(kāi)關(guān)電路，且通過(guò)元件每個(gè)周期的開(kāi)關(guān)都需要電能，開(kāi)關(guān)穩壓器的靜態(tài)電流較高。這等于對MOSFET柵極電容進(jìn)行完全充放電，而在穩定狀態(tài)下，LDO只對柵極電荷作很小的調整。另外，在既定的輸出電流情況下，導通晶體管與LDO相比，處理的峰值開(kāi)關(guān)電流更大。在輸入輸出間壓差增加時(shí)，使用PWM降壓轉換器的優(yōu)勢便更為突顯。
    CDMA2000 1x手機的普通基帶處理器負載要求范圍為60到120mA。當前的亞微米數字處理結構，微處理器內核要求1.5或1.8V的供電電壓，輸入/輸出緩沖器要求2.5- 3.0V的電壓。未來(lái)年間，數字處理器的體積會(huì )日漸趨小，內核電壓將降到1V以下，而輸入/輸出環(huán)節電壓仍保持在2.5V以上，以支持與模擬電路的連接。圖4說(shuō)明了開(kāi)關(guān)和線(xiàn)性穩壓器在為目前采用的基帶處理器電壓時(shí)的效率差異。當電池電壓為3.6V，即單節鋰離子電池的通常工作點(diǎn)時(shí)，開(kāi)關(guān)穩壓器的芯片電源效率比LDO的高一倍。只有在1.0V以下的基帶處理器正常工作時(shí)，兩者的效率差別才增大，原因在于鋰離子和鋰離子聚合物的化學(xué)性質(zhì)將單節電池的電壓固定在2.7-4.2V的范圍內。降壓轉換器的主要缺點(diǎn)是，在輕載時(shí)比如手機待機時(shí)，靜態(tài)電流較高，顯著(zhù)降低電池的使用壽命。

圖4  在100mA 負載下，PWM降壓穩壓器和LDO的效率比較
    我們需要研究降壓穩壓器的開(kāi)關(guān)拓撲，才可以確定使用何種技術(shù)才能在系統要求的所有負載條件下提高效率。脈沖頻率調制（PFM）高側開(kāi)關(guān)，具恒定開(kāi)/關(guān)時(shí)間，而低側開(kāi)關(guān)時(shí)間為隨機的，隨反饋電壓而變。脈寬調制（PWM）是以設定的頻率控制高側開(kāi)關(guān)，通過(guò)改變接通時(shí)間進(jìn)行穩壓。由于大約僅需驅動(dòng)開(kāi)關(guān)穩壓器一半的靜態(tài)電流即可開(kāi)關(guān)功率導通元件，且通過(guò)元件在PFM中的開(kāi)關(guān)次數少于PWM模式，故PFM在低負載條件下，可以顯著(zhù)提高系統效率。PWM在中高負載狀態(tài)下具有高效率的優(yōu)點(diǎn)。PFM模式的缺點(diǎn)之一是可能向系統注入隨機噪聲。由于頻率成分隨負載而變，很難對噪聲進(jìn)行過(guò)濾或屏蔽，以防其進(jìn)入射頻部分和PLL合成器的敏感電路。關(guān)于LDO、PFM以及PWM轉換器的優(yōu)缺點(diǎn)參見(jiàn)表1。無(wú)線(xiàn)系統使用PWM方案，是因為噪聲頻譜基于振蕩器的固定開(kāi)關(guān)頻率。
表1  LDO、PFM和PWM開(kāi)關(guān)穩壓器優(yōu)缺點(diǎn)比較，以期實(shí)現最佳系統配置

LDO
降壓轉換器 PFM
降壓轉換器 PWM
+
瞬態(tài)特性好；無(wú)EMI問(wèn)題；電路簡(jiǎn)單
低負載時(shí)效率高
中到高負載時(shí)效率高；可以對固定級別的EMI進(jìn)行優(yōu)化
-
    中到高負載時(shí)效率低；由于電源和基帶之間的壓差大，不能凸現LDO優(yōu)點(diǎn)；熱功耗
    EMI 特性隨負載而顯著(zhù)變化；整個(gè)負載范圍內，都出現高紋波電壓
    低負載時(shí)效率低；電路設計最復雜
    我們必須注意到，集成PWM穩壓器中的內部振蕩器可能隨著(zhù)輸入電壓、溫度、工藝差異或其他因素的變化而異。對于眾多便攜式產(chǎn)品而言，這一般不成問(wèn)題，但是這確實(shí)會(huì )發(fā)生，會(huì )增加手機設計師的工作負擔?？刂祁l率噪聲的理想方法是使用外部時(shí)鐘，直接與手機內基于系統時(shí)鐘的內部TCXO同步。其頻率由手機的對空接口決定，范圍覆蓋從CDMA通常使用的19.2MHz到GSM系統的13.0或26.0 MHz。使用從TCXO獲得的時(shí)鐘可以確保預測到頻率噪聲的功率譜。噪聲在頻譜中的分布，對于避免干擾系統中頻(IF)和射頻(RF)以及保持接收機的信噪比而言十分重要。很多射頻工程師考慮到噪聲注入和環(huán)路響應，仍然堅持使用線(xiàn)性電壓源。把PWM和系統時(shí)鐘同步，很多關(guān)于使用開(kāi)關(guān)穩壓器的顧慮即可得到緩解。遺留下的問(wèn)題就是如何提高輕載情況下的性能。
    手機待機的總時(shí)間取決于人機接口和數據傳輸的活動(dòng)?；鶐幚砥鞯奶幚硭俣冗h高于通過(guò)人機接口的數據輸入速度。在此延時(shí)過(guò)程中，處理器可以進(jìn)入低功耗模式以節約電池的電量。在手機工作期間，40%~90%的時(shí)間都處于低功率待機模式。由于待機模式期間的電流消耗量通常比正常工作模式期間的消耗量低1000倍，因此，可以把典型的待機時(shí)間規定在300-400小時(shí)范圍內。由于電流消耗如此之低，采用極低靜態(tài)電流的LDO可以產(chǎn)生比PWM方案更高的效率。如果結合LDO在低負載下的優(yōu)點(diǎn)和PWM在中、高負載時(shí)的高效率優(yōu)點(diǎn)，那么可以在整個(gè)負載范圍內實(shí)現最大的電池使用壽命。
    安森美半導體的混合方案NCP1501雙PWM/線(xiàn)性穩壓器，能同時(shí)實(shí)現這些目標。圖5為該器件的框圖。圖6為NCP1501的典型系統應用。正如前面所述，NCP1501有一個(gè)SYNC引腳，通過(guò)與系統時(shí)鐘同步來(lái)控制頻率噪聲的位置。圖7顯示在從100_a到1mA范圍內輸入電流與輸出負載間的關(guān)系。請注意LDO和PWM模式的交接點(diǎn)出現在電流為350uA處，這相當于LDO在輕載時(shí)的高效情況。采用雙模PWM/LDO轉換器，需考慮其在兩種模式之間的轉換問(wèn)題。如果模式的轉換無(wú)法平穩進(jìn)行，將會(huì )在輸出電壓中產(chǎn)生很大的尖峰信號或者振蕩。同時(shí)，誤差放大器增益/參考電壓的差別或者模式轉換的滯后時(shí)間過(guò)長(cháng)，也會(huì )引起不同的誤差。圖8顯示在LDO至PWM再回到LDO模式過(guò)程中的平穩轉換。在此過(guò)渡過(guò)程中存在10mV的輸出電壓差異。NCP1501從LDO模式轉換到PWM模式，檢測轉換到PWM模式之前的400 kHz以上的5個(gè)時(shí)鐘周期。在這5個(gè)時(shí)鐘周期內，IC的PWM部分必須喚醒和穩定參考電壓和電流，確保穩定過(guò)渡到PWM模式后，以PWM模式運行。SYNC波形的上升沿將PWM模式鎖定。從PWM過(guò)渡到LDO模式時(shí)，SYNC檢測電路等待3微秒，嘗試檢測SYNC輸入的上升沿。如果沒(méi)有檢測到上升沿，那么LDO電路加電，控制高側開(kāi)關(guān)線(xiàn)性工作。該延遲可能使輸出電壓稍微降低，但很快即可恢復。如圖8所示，在10 mA輸出負載下，由于存在10 uF 的輸出電容，電壓的降低并不顯著(zhù)。

圖5  NCP1501的內部電路圖顯示了帶動(dòng)態(tài)電壓和電源管理功能的集成電路，可應用于手持便攜式市場(chǎng)。

圖6  便攜式電源管理配置中NCP1501的典型系統配置，顯示動(dòng)態(tài)電壓和電源管理之間的關(guān)系

圖7  NCP1501 在LDO模式和PWM模式下輸入電流與輸出電流消耗的比較

圖8  在3.6V輸入，1.8V輸出以及180歐姆負載條件下，在LDO和PWM模式之間可以進(jìn)行平穩過(guò)渡。
除了可以?xún)?yōu)化DC－DC轉換器的總效率之外，由于功耗與電壓的平方成正比，數字電路內核電壓也可以進(jìn)行動(dòng)態(tài)變化，來(lái)加強便攜式設備的靈活性。通過(guò)使用NCP1501的兩條控制線(xiàn)，可以在1.0至1.8V中選擇4個(gè)不同的電壓。因此如果基帶處理器能夠支持動(dòng)態(tài)電源管理，則器件就可以在軟件的控制下降低或升高其內核電壓。在低負載的情況下，這種有源電壓管理可以進(jìn)一步延長(cháng)手機兩次充電之間的工作時(shí)間。圖 9顯示輸出電壓在1.57至1.8V之間的典型過(guò)渡，其中在電平間只有輕微的過(guò)沖與下沖。

圖9   有源電源管理控制可以使電壓輸出在1.57至1.8V之間平穩過(guò)渡。
    便攜式設備的電源管理隨著(zhù)新技術(shù)和工藝不斷發(fā)展。近年來(lái)，更低電壓芯片的出現使基帶設計者離開(kāi)LDO而采用降壓穩壓器，以增加電池一次充電后的使用時(shí)間。目前我們正致力于研究通過(guò)有源電源管理，加上專(zhuān)用的待機模式方案，來(lái)降低待機能耗，減小靜態(tài)電流。芯片要令設計人員更靈活地選擇操作模式和輸出電壓，實(shí)現最優(yōu)系統配置，使效率最大化。這些技術(shù)的最終好處就是增長(cháng)通話(huà)時(shí)間和待機時(shí)間，同時(shí)增添更強大的功能，以滿(mǎn)足市場(chǎng)需要。