電容負載穩定性：輸出引腳補償 之二

我們的 CMOS RRO 輸出引腳補償實(shí)例如圖 9.20 所示。這種實(shí)際電源應用采用 OPA569 功率運算放大器作為可編程電源。為了在負載上提供精確的電源電壓，可以采用一種差動(dòng)放大器 INA152 對負載電壓實(shí)施差動(dòng)監控。閉環(huán)系統可以補償任何從可編程電源到負載的正/負連接中的線(xiàn)路壓降造成的損耗。OPA569 上的電流限值設定為2A。在我們的實(shí)際應用中，這種電源具有靈活的配置，因此可以在差動(dòng)放大器 INA152 的輸出上提供多大達10nF 電容。這樣是否能夠實(shí)現可編程電源的穩定運行？

圖 9.20：可編程電源應用

我們在圖 9.21 中詳細說(shuō)明了在我們的可編程電源應用中使用的 IC 的主要規格。

圖9.21：可編程電源 IC 主要規格

我們用于反饋的 INA152 差動(dòng)放大器采用如圖 9.22 所示的 CMOS RRO 拓撲。

圖9.22：INA152 差動(dòng)放大器：CMOS RRO

我們采用圖 9.23 中的 TINA Spice 電路檢查可編程電源的穩定性。我們的 DC 輸出由 Vadjust 設定到3.3V，同時(shí)應用一個(gè)較小的瞬態(tài)方形波檢查過(guò)沖與振鈴。

圖9.23：瞬態(tài)穩定性測試：原始電路

圖 9.24 中的瞬態(tài)穩定性測試結果顯然不夠理想。我們不希望在未經(jīng)進(jìn)一步穩定性補償情況下投產(chǎn)這種電路。 

圖9.24：瞬態(tài)穩定性圖：原始電路

圖 9.25 中的 TINA Spice 電路用于檢查原始電路中的不穩定性是否由 INA152 輸出端的 CX負載所引起。我們將采用瞬態(tài)穩定性測試進(jìn)行快速檢測。

圖9.25：差動(dòng)放大器反饋：原始電路

圖9.26可以證明我們的推測，即：是CX造成了差動(dòng)放大器INA152的不穩定性。

圖9.26：瞬態(tài)圖：差動(dòng)放大器反饋，原始電路

差動(dòng)放大器由 1 個(gè)運算放大器以及 4 個(gè)精密比率匹配電阻器構成。這給我們的分析工作帶來(lái)了挑戰，因為我們無(wú)法直接接入內部運算放大器的 - 輸入或 + 輸入。在圖 9.27 中我們可以看到差動(dòng)放大器的等效示意圖，同時(shí)可以看出測量 Aol 的明確方法。我們將采用 LT 斷開(kāi)任何相關(guān) AC 頻率的反饋，同時(shí)仍然保持準確的 DC 工作點(diǎn)（LT 對于相關(guān) DC 頻率短路，對于相關(guān) AC 頻率開(kāi)路）。通過(guò)把 INA152 的 Ref 引腳連接到 VIN+ 引腳，我們可以創(chuàng )建一個(gè)非反相輸入放大器。通過(guò)在 Sense 與 VOA 之間放置 LT，我們可以理想地在任何相關(guān)AC頻率驅動(dòng)運算放大器進(jìn)入開(kāi)路狀態(tài)。INA152 運算放大器的內部節點(diǎn) VM 可以在相關(guān) AC 頻率達到零點(diǎn)。VP 只需作為 VG1，然后我們可以輕松測出 Aol = VOA/VG1。請注意：我們只要把 VdcBias 設定為 1.25V 以便在 VOA 產(chǎn)生 2.5V DC，即可衡量 DC 工作點(diǎn)。

我們把圖 9.27 的 INA152 Aol 測試電路概念轉化成圖 9.28 所示的 TINA Spice 電路。我們知道，用于 INA152 的 TINA Spice 宏模型是一種 Bill Sands 宏模型[參考：《模擬與 RF 模型》，(http://www.home.earthlink.net/%7Ewksands/)]，因此該宏模型可以精確匹配實(shí)際硅片。

圖9.27：INA152 Aol 測試電路概念

圖9.28：TINA Spice INA152 Aol 測試電路

圖 9.29 說(shuō)明了根據 TINA Spice 仿真獲得的 INA 152 詳細 Aol 曲線(xiàn)。請注意：Aol 曲線(xiàn)中在 1MHz 時(shí)存在第二個(gè)極點(diǎn)，在基于 Aol 相位曲線(xiàn)的頻率之外存在某些更高階的極點(diǎn)，其在 1MHz 之外表現出比每十倍頻程 -45度更陡的斜率。 

圖 9.29：INA152 Aol TINA Spice 結果

由于我們已知道 INA152 是一款 CMOS RRO 差動(dòng)放大器，因此，除了 Aol 曲線(xiàn)，還需要 Zo 進(jìn)行穩定性分析。在圖 9.30 中建立一個(gè) Zo 測試電路概念。與圖 9.28 的 Aol 測試電路相似，我們可以利用所示的 LT 與電路連接強迫 INA152 的內部運算放大器在任何相關(guān) AC 頻率進(jìn)入開(kāi)路狀態(tài)。我們現在將采用設為 1Apk 的 AC 電流電源驅動(dòng)輸出，同時(shí)直接根據 VOA 的電壓測量 Zo。

圖 9.30：INA152 Zo 測試電路概念我們在圖 9.31 中建立了 TINA Spice INA152 Zo 測試電路?？焖?DC 分析表明我們可以得到 INA152 的正確 DC 工作點(diǎn)。最好在利用 Spice 進(jìn)行 AC 分析之前先執行 DC 分析，以便確定電路在任何電源軌下都不飽和，電源軌可能會(huì )造成錯誤AC分析結果。

圖 9.31：INA152 Zo TINA 測試電路

圖 9.32：INA152 TINA Zo 曲線(xiàn)

圖 9.32 的 TINA Zo 測試結果顯示了 Zo 的典型 CMOS RRO 響應。我們可以看到在 fz="76".17Hz 時(shí)出現一個(gè)零點(diǎn)，在 fp="4".05Hz 時(shí)出現一個(gè)極點(diǎn)。 

圖 9.33：INA152 Tina Ro 測量

我們在圖 9.33 中根據由 TINA Spice 創(chuàng )建的 Zo 曲線(xiàn)測量 Ro。Ro = 1.45k 歐姆。

我們從測量的 Zo 圖可以獲得 Ro、fz 以及 fp。我們利用這些資料可以創(chuàng )建 INA152 的等效 Zo 模型，如圖 9.34 所示。 

圖 9.34：INA152 Zo 模型

我們可以利用 TINA Spice 仿真器快速檢測等效 Zo 模型與實(shí)際 INA152 Zo 相比的準確性。等效 Zo 模型結果如圖 9.36 所示，并與圖9.35 作了相關(guān)對比。由此可見(jiàn)，等效 Zo 模型非常接近，因此可以繼續進(jìn)行穩定性分析。

圖 9.35：Zo 等效模型與 INA152 Zo 對比

圖 9.36：TINA 圖：INA152 等效 Zo 模型

現在我們可利用 Zo 等效模型分析負載電容 CL 對 INA152 輸出的影響。從 Aol 曲線(xiàn)中，我們可以看到在CL＝10.98kHz 時(shí)造成的附加極點(diǎn)（如圖 9.37 所示）。

圖 9.37：計算 Zo 與 CL 造成的極點(diǎn)（fp2）