基于高速I(mǎi)GBT的100kHz高壓-低壓DC/DC轉換器
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2 DCDC轉換器電路設計
本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/279228.htm該DC/DC轉換器采用英飛凌的650V 50A高速I(mǎi)GBT和快速二極管模塊Easy module 1B，具體電路形式見(jiàn)圖9，主要采用的電子元件見(jiàn)表2。
2.1 主功率變壓器設計
主變壓器匝比，計算見(jiàn)公式1，其中和MOSFET有區別的地方在于開(kāi)關(guān)器件結壓降變成了IGBT的集電極到發(fā)射極壓降Vcesat。更高的匝比數可以降低原邊流過(guò)IGBT的電流有效值，但是另一方面，由于變壓器漏感引起的丟失占空比使得最低輸入電壓220V和額定輸出電壓13.8V的有效占空比應控制在85%以?xún)?，因此最后選擇匝數比為13:1:1。
(1)
為了正確選擇磁芯尺寸，保證變壓器不會(huì )飽和，應計算最大磁場(chǎng)密度 B，具體計算見(jiàn)公式(2)[12]。其中Ae是磁芯截面積，n1是變壓器原邊匝數。λ是副邊的伏秒積。
(2)
計算伏秒積的公式見(jiàn)(3)。
(3)
2.2 同步整流電路設計
同步整流技術(shù)可以顯著(zhù)提高副邊的整流效率，降低整流產(chǎn)生的損耗。常見(jiàn)的同步整流電路拓撲有三種，全橋整流，全波整流和倍流整流。倍流整流在這種應用中需要耐壓更高的開(kāi)關(guān)器件，因此會(huì )產(chǎn)生更大的通態(tài)損耗，系統效率在86%左右，而全橋整流和全波整流都可以達到90%以上的效率。本設計選用了全波整流拓撲，如圖3所示。相比于全橋整流電路，變壓器副邊需要多一個(gè)中心抽頭，但是所用的半導體數量會(huì )減少一半。雖然半導體上的電壓應力因為副邊兩個(gè)繞組的關(guān)系需要耐壓更高，但是MOSFET數量的減少使兩種拓撲的損耗基本一致。仿真計算結果也支持了這一分析，而且全波整流在更高負載的效率也比全橋整流略有優(yōu)勢。
輸出濾波電感的設計主要是滿(mǎn)足電流連續，因此計算公式見(jiàn)4。由公式可知，提高開(kāi)關(guān)頻率有利于減小電感感值，也有利于較小電感尺寸。
(4)
2.3 電流檢測變壓器設計
常見(jiàn)的電流傳感方案有采樣電阻、霍爾傳感器，電流檢測變壓器等等，電流檢測變壓器具有低成本和電氣隔離的特點(diǎn)，本設計采用了電流檢測變壓器來(lái)檢測電流信號。在拓撲中電流檢測傳感器有兩種檢測位置，如圖4所示。
放置在直流母線(xiàn)側的電流檢測傳感器可以檢測上下臂直通短路，但是由于其負載是單向的，要避免短路時(shí)發(fā)生的磁飽和會(huì )比較困難，特別是要注意飽和點(diǎn)要超過(guò)主變壓器原邊的飽和點(diǎn)，否則無(wú)法檢測短路電流。如果電流檢測傳感器的設計在主變壓器的原邊，由于其工作在雙向模式，因此磁通密度提高了一倍。而無(wú)法檢測上下臂直通的缺點(diǎn)通過(guò)驅動(dòng)芯片來(lái)彌補，設計采用的驅動(dòng)芯片具有互鎖功能，有效防止上下臂直通短路。
3 測試驗證結果
在100kHz開(kāi)關(guān)頻率下，進(jìn)行了一系列的測試，以評估高速I(mǎi)GBT在此應用中的適應性和潛在優(yōu)勢。本設計出于成本和空間的考慮，沒(méi)有采用外置的諧振電感，而是運用變壓器自身漏感來(lái)進(jìn)行諧振。從基本性能來(lái)講同樣電壓電流的IGBT芯片面積只有MOSFET的六分之一，在小電流和低溫條件下MOSFET具有優(yōu)勢。但是隨著(zhù)工作結溫的提高的電流增大，IGBT的電流能力迅速提高，導通損耗比MOSFET明顯降低，如圖5所示。
3.1 關(guān)斷損耗分析
如圖6所示高速I(mǎi)GBT在此拓撲中的關(guān)斷拖尾電流幾乎可以忽略，和傳統IGBT相比，其關(guān)斷損耗顯著(zhù)減小。在結溫較高時(shí)，拖尾電流開(kāi)始顯現，關(guān)斷損耗也開(kāi)始增加。
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