航天器DC-DC變換器EMC設計與測試分析

開(kāi)關(guān)接通時(shí)，寄生電容放電，在MOSFET中流過(guò)較大的浪涌電流，其波形如圖6所示。

開(kāi)關(guān)管MOSFET斷開(kāi)時(shí)的電路及等效電路如圖7所示。在開(kāi)關(guān)接通時(shí)，MOSFET上的電流等于通態(tài)電流Ion，同時(shí)寄生電感Lr上的電流也等于Ion。寄生電感中存儲的能量為：

MOSFET斷開(kāi)時(shí)，這個(gè)能量對寄生電容Cr充電，開(kāi)關(guān)管上產(chǎn)生較大的高頻電壓振蕩。開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)的電阻Rtoff是變化的，從最小電阻即通態(tài)電阻，變到最大電阻即開(kāi)路電阻。由等效電路可求得加在開(kāi)關(guān)管兩端的電壓為：

上式所示的開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)時(shí)電壓波形如圖8所示。從圖上可看出，由于寄生電感與寄生電容的作用，在開(kāi)關(guān)管上出現了超高頻振蕩電壓，這一電壓稱(chēng)為電壓浪涌，峰值約為開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)時(shí)電壓的2倍。若開(kāi)關(guān)斷開(kāi)前MOSFET上的Ion較大，則電壓浪涌峰值也更大。

開(kāi)關(guān)管MOSFET在斷開(kāi)時(shí)產(chǎn)生的超高頻振蕩電壓，將以輻射發(fā)射和傳導發(fā)射的形式對變換器內部及外部進(jìn)行干擾。并且，電壓浪涌尖峰容易超出MOSFET的安全工作電壓范圍，對它的可靠性造成嚴重的危害。因此，從減小電磁干擾和增強可靠性?xún)煞矫婵紤]，必須采取措施進(jìn)行有效抑制。如圖9所示，在MOSFET的漏源極間并聯(lián)一個(gè)RC串聯(lián)網(wǎng)絡(luò )與MOSFET形成緩沖回路。RC緩沖回路可有效地鉗制MOSFET漏源極間電壓的上升峰值，但同時(shí)延緩了開(kāi)關(guān)時(shí)間，增大了開(kāi)關(guān)損耗。RC的參數根據開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)時(shí)的漏源電壓及導通時(shí)流過(guò)的電流確定。

4.2 整流二極管噪聲分析與抑制

二極管的一個(gè)重要參數是反向恢復時(shí)間trr，trr的大小直接關(guān)系到二極管所產(chǎn)生的噪聲大小。對于PN結型二極管因為存在少數載流子的存儲效應，二極管關(guān)斷時(shí)存儲電荷和多余電荷的恢復需要一定的反向恢復時(shí)間，并由此產(chǎn)生一定的反向恢復電流。同時(shí)，二極管的關(guān)斷損耗和反向恢復時(shí)間與電流峰值有關(guān)，并且開(kāi)關(guān)頻率越高，損耗越大。為了減小高頻下的關(guān)斷損耗，希望反向恢復時(shí)間越短越好，結果造成電流變化率di/dt增大。由此很容易引起二極管的寄生電感和寄生電容的振蕩，表現在輸出端為頻率和幅值都較大的紋波。同時(shí)，反向恢復電流峰值還隨正向電流的增大而增大，在輸出端會(huì )形成很大的電壓尖峰，成為輸出噪聲的主要成分。

在高頻DC-DC變換器中肖特基二極管已經(jīng)廣泛使用，它利用金屬半導體結的勢壘作用，根據漂移現象產(chǎn)生電流，電荷不會(huì )積累，與快恢復二極管相比，反向恢復時(shí)間和反向恢復電流都非常小，關(guān)斷電流di/dt小，因而引起的振蕩紋波及電壓尖峰也小。盡管選用肖特基二極管會(huì )減小輸出紋波及尖峰，但由于電路寄生參數的影響，其產(chǎn)生的噪聲仍不可忽視?？梢栽诙O管兩端并聯(lián)簡(jiǎn)單的RC串聯(lián)緩沖網(wǎng)絡(luò )以進(jìn)一步減小噪聲。

4.3 輸入輸出端EMI分析與濾波器設計

(1) 輸入輸出端EMI分析

DC-DC變換器中，由于寄生參數的存在以及開(kāi)關(guān)管的高速導通和關(guān)斷，使得變換器在輸入輸出端產(chǎn)生較大的干擾噪聲。干擾噪聲是差模分量和共模分量共同作用的結果。差模噪聲就是通常意義上的噪聲，產(chǎn)生的干擾信號與工作信號將以電勢源的形式串聯(lián)加于變換器的輸入端，會(huì )對系統產(chǎn)生直接的影響。共模噪聲發(fā)生在每根傳輸線(xiàn)和地線(xiàn)之間。共模干擾是由共模電流引起的，DC-DC變換器中的各器件之間和器件與機殼之間都存在寄生電容，導線(xiàn)存在寄生電感，這些寄生參數構成了一個(gè)寄生傳輸網(wǎng)絡(luò )。當功率開(kāi)關(guān)高速開(kāi)通與關(guān)斷時(shí)，會(huì )產(chǎn)生一個(gè)脈沖序列——脈沖源，該脈沖源通過(guò)寄生傳輸網(wǎng)絡(luò )在變換器的輸入、輸出線(xiàn)與地線(xiàn)之間產(chǎn)生共模電流干擾。

(2) EMI濾波器設計

電磁干擾從設備內發(fā)射出來(lái)或進(jìn)入設備只有兩個(gè)途徑，就是空間電磁輻射的形式和電流沿著(zhù)導體傳導的形式?，F在我們已經(jīng)認識到輸入輸出濾波器不僅對電源線(xiàn)傳導發(fā)射（CE102）和傳導敏感度(CS101)的測試有作用，還對輻射發(fā)射(RE102)、電纜束注入傳導敏感度和靜電放電的測試也有作用，因為通過(guò)試驗已證明電源線(xiàn)及各種輸入輸出引線(xiàn)產(chǎn)生的輻射遠高于線(xiàn)路板本身的輻射及機殼機箱屏蔽不完整所產(chǎn)生的輻射，設備引線(xiàn)是主要的輻射源同時(shí)又是敏感度很高的接收器，在EMC測試中輻射敏感度、電纜束注入敏感度、靜電放電等測試會(huì )在電源線(xiàn)上產(chǎn)生共模電壓，當共模電壓轉變?yōu)椴钅ｋ妷簳r(shí)，就會(huì )對電路產(chǎn)生影響。

EMI濾波器主要用來(lái)濾除導線(xiàn)上的電磁干擾，由于電磁干擾的頻率范圍很寬，一般從幾十kHz到幾百MHz,因此濾波器的有效濾波頻率要覆蓋這么寬的范圍。由于DC-DC變換器的主要干擾源是由開(kāi)關(guān)頻率產(chǎn)生的高次諧波，以及高頻電磁波更容易接收而對設備造成干擾，因此這些干擾均以高頻為主，所以EMI濾波器采用低通濾波器。

低通濾波器的電路形式有多種。濾波器的選擇主要取決于要抑制的干擾頻率與工作頻率之間的差別和濾波器所接電路的阻抗。但是實(shí)際電路的阻抗很難估算，特別是在高頻時(shí)，由于電路受雜散參數的影響，電路的阻抗變化很大，而且電路阻抗在不同的頻率上也不一樣。因此，在實(shí)際電路中，哪一種濾波器更有效，主要靠試驗的結果確定。

我們在DC-DC變換器中設計的EMI濾波器電路如圖10、圖11。圖10中的C1、C2和圖11中的C4、C5是濾除共模干擾用的Y電容（跨接在正線(xiàn)和回線(xiàn)與機殼之間，對共模電流起旁路作用，共模濾波電容一般取10000pF以下）。同時(shí)，將輸入、輸出端正線(xiàn)和回線(xiàn)同向共磁芯繞制成共模電感L1，抑制共模噪聲干擾。另外，為了獲得良好的濾波效果，要求X和Y電容的引線(xiàn)必須盡可能短。

4.4 印制電路板（PCB）的EMC設計

(1) 印制線(xiàn)設計考慮因素

由于DC-DC變換器中包含有很多高頻信號，PCB上的任何印制線(xiàn)都可以起到天線(xiàn)的作用，印制線(xiàn)的長(cháng)度和寬度會(huì )影響到其阻抗和感抗，從而會(huì )影響到頻率響應。印制線(xiàn)的長(cháng)度與其表現出的電感量和阻抗成正比，而寬度則與印制線(xiàn)的電感量和阻抗成反比。長(cháng)度決定著(zhù)印制線(xiàn)響應的波長(cháng)，長(cháng)度越長(cháng)，印制線(xiàn)能發(fā)送和接受電磁波的頻率越低，它就能輻射出更多的射頻能量。因此應將所有通過(guò)交流電流的印制線(xiàn)設計得盡可能短而寬。

(2) 電路布局及接地設計

PCB設計中電路布局直接影響電磁干擾和抗干擾度特性。每一個(gè)DC-DC變換器都有4個(gè)電流回路：輸入電流回路、開(kāi)關(guān)交流回路、輸出整流交流回路、輸出負載電流回路，各回路之間應保持相對獨立。輸入電流回路和輸出負載電流回路通常不會(huì )產(chǎn)生電磁干擾，這些回路中的電流波形為大的直流電流和小的交流電流的疊加。開(kāi)關(guān)和整流交流回路包含高幅度的梯形電流波形，這些波形中諧波成分很高，其頻率遠大于開(kāi)關(guān)基頻，這些交流電流的峰值幅度可高達輸入、輸出直流電流幅度的數倍，這兩個(gè)回路最容易產(chǎn)生電磁干擾。設計時(shí)首先對這些回路進(jìn)行布局，每個(gè)回路的主要元器件（濾波電容、開(kāi)關(guān)管、整流管、功率變壓器、電感）應彼此相鄰地進(jìn)行放置，調整元件位置使它們之間的電流路徑盡可能短。