基于DSP的混合型有源電力濾波器的設計

隨著(zhù)工業(yè)電力電子技術(shù)的發(fā)展，電力系統的諧波抑制和無(wú)功補償問(wèn)題越來(lái)越受到人們的廣泛關(guān)注。傳統的諧波抑制手段是在電網(wǎng)中加裝無(wú)源電力濾波器PPF(Passive Power Filter),利用電感、電容的諧振特性，在阻抗分流回路中形成低阻抗支路，從而減小非線(xiàn)性負載向電網(wǎng)注入諧波電流。但無(wú)源濾波支路的存在只能對特定次諧波進(jìn)行濾除、易與電網(wǎng)發(fā)生串聯(lián)諧振等缺點(diǎn)，因而逐漸被有源電力濾波器APF(Active Power Filter)所取代^[1]。有源電力濾波器雖能克服無(wú)源電力濾波器存在的缺陷，但其安裝容量受開(kāi)關(guān)器件容量的限制，當所需處理的諧波和無(wú)功電流較大時(shí)，由逆變器實(shí)現的技術(shù)難度和成本都將增加，從而限制了有源電力濾波器在大型供配電系統中的應用。

基于無(wú)源濾波器和有源濾波器的優(yōu)點(diǎn)，將LC無(wú)源濾波器和有源濾波器結合起來(lái)形成一種混合型有源電力濾波器HAPF(Hybrid Active Power Filter),取兩者之長(cháng)、補其之短，把無(wú)功補償和諧波抑制融為一體是一種完美的構想。但目前人們所提出的混合型有源電力濾波器的拓撲結構仍有不足之處。本文即針對目前常見(jiàn)的一種混合型有源電力濾波器結構進(jìn)行了改進(jìn)。

1 主電路結構和原理

1．1 主電路結構

目前常用的一種混合型濾波器的結構如圖1所示，其工作原理可參考文獻[2]。

該電路拓撲可通過(guò)控制晶閘管的開(kāi)通和關(guān)閉來(lái)調整晶閘管投切濾波器TSF（thyristor switched filter）的結構，使得能量較大的低次諧波和無(wú)功功率主要由TSF補償，APF主要作用是抑制剩余諧波，并改善TSF的濾波器特性。實(shí)際上，采用如圖1所示的有源電力濾波器，將由于變壓器的耦合作用，使所有的基波無(wú)功電流都流過(guò)有源電力濾波器。這樣就迫使逆變器所需求的容量大大增加，必然增加逆變器實(shí)現的技術(shù)難度和成本，從而限制了有源電力濾波器在大型供配電系統中的應用。

為了進(jìn)一步降低有源電力濾波器的容量，可以在并聯(lián)混合型有源電力濾波器的基礎上結合它的注入電路方式將主電路的拓撲結構加以改進(jìn)，改進(jìn)后的系統結構如圖2所示。它將逆變器的輸出電壓通過(guò)變壓器耦合到無(wú)源濾波器的3次、5次、7次濾波支路的電感和電容兩端。因為根據大量諧波源的頻譜分析可知，諧波源能量主要集中在較低次諧波頻率上，電力系統中諧波電流主要是由5次、7次的諧波濾波器來(lái)配置，其次是3次、11次、13次的諧波濾波器^[3]，故本文TSF部分的電感和電容參數的選擇按照無(wú)功功率補償的需要，以3次、5次和7次諧波濾波器來(lái)配置，可以組成多級補償狀態(tài)，根據負荷無(wú)功電流的大小，由晶閘管投切來(lái)達到分級補償的目的。這樣，TSF在工頻狀態(tài)時(shí)為無(wú)功補償狀態(tài)，全諧振和脫諧時(shí)為濾波狀態(tài)，既可以補償又可以濾除諧波。 圖2中，C₃₁、C₃₂和L₃組成的LC濾波支路調諧在3次諧波頻率，而L₃和C₃₂調諧在基波頻率。這樣，利用L₃和C₃₂對基波諧振的特性，使有源電力濾波器既不承受基波電壓也不承受基波電流，從而極大地減小了有源電力濾波器的容量，降低了有源諧波補償系統的投資，提高性能價(jià)格比，達到APF實(shí)用化的目的。5次和7次諧振支路的補償原理與3次諧振支路相同。

1．2 濾波原理分析

圖2中的并聯(lián)混合型有源電力濾波器的單相等效電路如圖3(a)所示。這里假設有源電力濾波器是一個(gè)理想的受控電壓源,諧波源被看作一個(gè)電流源I_L。圖中,C₃₁、C₃₂和L₃分別為無(wú)源濾波器3次支路上的電容和電感。圖3(b)為只考慮電網(wǎng)諧波電流分量時(shí)的單相等效電路圖。Z_S、Z_FC、Z_FL、Z_L分別為電網(wǎng)阻抗、電容C₃₁的阻抗、C₃₂和L₃的串聯(lián)阻抗（呈感性）、5次和7次濾波支路總的等效阻抗（對高次諧波呈感性）。由圖3(b)并根據基爾霍夫定律可寫(xiě)出如下方程：

從(6)式可以看出，當I_Lh、U_Sh為定值時(shí)，如果K增大，I_Sh將減小。當K值足夠大時(shí)，大部分負載諧波將流入無(wú)源濾波器，達到了很好的濾波效果。而且，當不考慮系統電壓畸變引起的諧波電流時(shí)，即U_Sh=0時(shí)，從式(7)可以看出，對于I_Sh而言，圖3(a)和圖3(c)是等效的。由圖3(c)可以看出，這相當于在電網(wǎng)支路中串聯(lián)了一個(gè)純電阻K，因此，必然有更多的諧波電流流入無(wú)源濾波器。如果K>>|Z_FC|，則由負載產(chǎn)生的諧波電流將流入LC濾波器；如果K>>|Z^′_S|，則濾波特性由K決定。此外，K還起到阻尼Z^′_S和Z_F并聯(lián)諧振的作用。

2 基于DSP的檢測與控制系統

2.1 諧波及無(wú)功電流的檢測

一般電網(wǎng)電流的組成可描述如下：

式中,i_spf為瞬時(shí)基波有功電流；i_sqf為瞬時(shí)基波無(wú)功電流；i_sh為瞬時(shí)總諧波電流。除i_spf外，i_sqf和i_sh應設法消除。如果能檢測出i_s和i_spf，則i_sqf與i_sh之和可以由i_sqf+i_sh=i_s-i_spf算出^[3]。

按照瞬時(shí)無(wú)功功率理論，i_p、i_q和三相電流i_a、i_b、i_c有如下關(guān)系：

經(jīng)低通濾波器后得到基波電流i_pf、i_qf，經(jīng)過(guò)逆運算得出三相基波電流i_af、i_bf、i_cf：

再與i_a，i_b，i_c相減，即可得到諧波電流i_ah、i_bh、i_ch。其算法原理如圖4所示。

圖中，

同時(shí)檢測出諧波和無(wú)功時(shí)，只需斷開(kāi)圖4中計算i_q的通道即可。這樣，由i_pf就可計算出i_apf、i_bpf、i_cpf，進(jìn)而計算出i_a、i_b、i_c的諧波分量和基波無(wú)功分量之和i_ad、i_bd、i_cd^[2]。

2.2 控制系統的硬件組成及原理

該混合型有源電力濾波器的檢測控制部分硬件主要由以下幾部分組成：(1)電流電壓采樣電路；(2)帶通濾波器；(3)過(guò)零比較中斷發(fā)生部分；(4)DSP計算控制器。其原理圖如圖5所示。

將由電流電壓采樣電路采集得到的信號輸入帶通濾波器以濾除檢測電流電壓時(shí)出現的噪聲和畸變。帶通濾波器的中心頻率設置在50Hz，它是AF系統在公共連接點(diǎn)處存在電壓擾動(dòng)（畸變、開(kāi)關(guān)紋波和頻率漂移等）時(shí)仍能正常工作所必需的。帶通濾波器的輸出分為兩路，一路經(jīng)A/D轉換后送入數字信號處理器DSP進(jìn)行FFT分析，然后存儲到一片公用的RAM中，再分析計算控制對象的諧波和無(wú)功情況并產(chǎn)生控制信號；另一路則送入過(guò)零比較中斷發(fā)生電路，該電路用來(lái)每間隔60°產(chǎn)生一個(gè)中斷信號。因此，在公共連接點(diǎn)電壓的一個(gè)周期內將有六個(gè)間隔60°的一個(gè)脈沖序列從該電路輸入到DSP系統作為中斷信號。每來(lái)一個(gè)中斷，公共連接點(diǎn)處的電壓電流就被檢測一次，這樣就滿(mǎn)足了控制系統實(shí)時(shí)性的要求。DSP（采用內含PWM產(chǎn)生電路的TMS320F2812）的輸出控制TSF和APF的動(dòng)作。

2.3 控制系統軟件設計

控制系統軟件設計圖如圖6所示。

3 仿真實(shí)驗結果

在MATLAB/SIMULINK中利用Power Systems工具箱并結合S-Function等模塊構建仿真模型對上述設計進(jìn)行了仿真實(shí)驗。仿真所得a相電流波形如圖7所示。圖7（a）是未投入濾波器時(shí)網(wǎng)側電流波形，從圖中可以看出波形畸變嚴重；圖7(b)是只投入TSF后的網(wǎng)側電流波形，從圖中可以看出諧波明顯減少，但仍存在少量畸變，濾波效果不佳；圖7（c）是有源濾波器輸出的補償電流波形；圖7（d）是同時(shí)投入TSF和APF后的網(wǎng)側電流波形，由圖可以看出，此時(shí)網(wǎng)側電流波形已經(jīng)接近于正弦波，取得了良好的補償效果。

本文對目前常見(jiàn)的有源濾波器與無(wú)源濾波器串聯(lián)構成的混合型有源電力濾波器的拓撲結構存在的不足做了改進(jìn)，詳述了改進(jìn)后的濾波器的工作原理。并針對文中的設計思想構建了仿真模型，仿真實(shí)驗結果證明，改進(jìn)后的濾波器具有更好的濾波性能、有源部分承受的容量大大減小，更適合于應用在大型供、配電系統中，具有良好的工程推廣價(jià)值。