基于DSP的超聲電源系統的控制電路的設計

本文利用高速TMS320LF2407A型DSP控制芯片設計了系統的控制電路，采用全橋逆變器作為超聲振動(dòng)系統的功率轉換主電路，解決由于負載溫度變化等原因產(chǎn)生諧振頻率的漂移，保證系統的高效率。這里研究了粗精復合的頻率跟蹤方案，采用掃頻方法實(shí)現頻率粗跟蹤，采用硬件鎖相環(huán)實(shí)現精跟蹤。這兩種方法的結合既保證在較寬的頻率變化范圍內實(shí)現頻率自動(dòng)跟蹤，又保證跟蹤的快速、準確。為適應負載變化的要求，采用軟開(kāi)關(guān)的PS-PWM控制方法，使系統的輸出功率連續可調。

1 主電路拓撲分析

超聲電源的主電路采用全橋逆變拓撲結構，如圖1所示。其中：Z1～Z4為功率主開(kāi)關(guān)管;D1～D4為Z1～Z4內部反并聯(lián)寄生二極管;C1～C4為外接并聯(lián)電容或者功率管的寄生電容；T為高頻脈沖變壓器；L0為串聯(lián)調諧匹配電感;PZT為超聲換能器。

逆變器部分利用功率管寄生電容和并聯(lián)電容，以及變壓器的漏感實(shí)現軟開(kāi)關(guān)零電壓移相控制(ZVS-PSP-WM)的方式。零電壓開(kāi)關(guān)是依靠功率開(kāi)關(guān)管反并聯(lián)二極管的導通實(shí)現功率器件零電壓開(kāi)通;通過(guò)功率諧振電容的充電過(guò)程來(lái)實(shí)現功率器件的零電壓關(guān)斷。

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內，移相控制有12種開(kāi)關(guān)模塊，在分析之前，做出如下假設：

(1)電路中所有的開(kāi)關(guān)器件Z1～Z4和與其反并聯(lián)二極管D1～D4均為理想開(kāi)關(guān)器件;

(2)所有的電感、電容為理想元件且不考慮線(xiàn)路的雜散電感值;

(3)不考慮死區加入對逆變器工作的影響;

(4)逆變器的輸入電壓為恒定電壓源。

移相控制逆變器的4個(gè)開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)波形如圖2所示。逆變器每個(gè)橋臂的2個(gè)功率管成180°互補導通，2個(gè)橋臂的導通角相差1個(gè)相位，即移相角。Z1，Z2為定相臂，Z3，Z4為移相臂。其中Z1和Z2分別先于Z3和Z4導通，移相角為φ，調節φ大小即可改變逆變器的輸出電壓，從而調節輸出的正弦波電流幅值，使得輸出功率可以調節。

逆變器的工作過(guò)程中，功率開(kāi)關(guān)管的導通和關(guān)斷時(shí)間恒定。同一橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管導通和關(guān)斷，需要一定的延時(shí)時(shí)間，防止上下橋臂直通，保證開(kāi)關(guān)管的安全。

2 控制策略

下面對主電路控制策略的工作過(guò)程進(jìn)行作進(jìn)一步分析，逆變器在工作過(guò)程中，功率開(kāi)關(guān)管的導通和關(guān)斷時(shí)間恒定。導通順序為Z1→Z4→ Z2→Z3，同一橋臂2個(gè)開(kāi)關(guān)管的導通和關(guān)斷，需要一定延時(shí)時(shí)間，防止上下橋臂直通，保證開(kāi)關(guān)管的安全。

PS-PWM功率控制的逆變電路在1個(gè)周期內的主要有以下幾種工作模態(tài)，如圖3所示。

(1)工作模式1[t0時(shí)刻](見(jiàn)圖3(a))：在t0時(shí)刻，Z1和Z4同時(shí)導通，電流i的流向：Z1→R→L→C→Z4。

(2)工作模式2[t0，t1](見(jiàn)圖3(b))：在t0時(shí)刻關(guān)斷Z1，電流i給C1充電，C3的電荷被抽走。C1的電壓從零開(kāi)始線(xiàn)性上升，C3的電壓從E開(kāi)始線(xiàn)性下降，Z1是ZVS關(guān)斷。

(3)工作模式3[t，t2](見(jiàn)圖3(c))：t1時(shí)刻，C3的電壓下降到零，D3自然開(kāi)通，將Z3箝位在零，此時(shí)開(kāi)通Z3，Z3是ZVS開(kāi)通，此時(shí)Z3中沒(méi)有電流流過(guò)。

(4)工作模式4[t，t3](見(jiàn)圖3(d))：在t2時(shí)刻關(guān)斷Z4，電流i抽走C2的電荷，同時(shí)給C4充電。Z4的電壓從零開(kāi)始上升，Z4是ZVS關(guān)斷。t3時(shí)刻，C4上的電壓上升到E，即C2上電荷量為零時(shí)，D2自然導通。

(5)工作模式5[t3，t4](見(jiàn)圖3(e))：t3時(shí)刻，D2導通，將Z2箝位在零，此時(shí)Z2開(kāi)通，因此Z2是ZVS開(kāi)通。雖然Z2開(kāi)通，但沒(méi)有電流流過(guò)。t4時(shí)刻，D2，D3自然關(guān)斷，Z2和Z3中將流過(guò)電流。

(6)工作模式6[t4，t5](見(jiàn)圖3(f))：在t4時(shí)刻，電流由正方向過(guò)零，并向負方向增加，電流i的流向：Z2→C→L→R→Z3。到t5時(shí)刻，Z3關(guān)斷，逆變器開(kāi)始另一半周期的工作，工作情況類(lèi)似上述半個(gè)周期。

3 軟件設計

在此結合高性能DSP數字芯片設計了一種新穎的超聲波電源控制系統，其整個(gè)系統硬件設計框圖如圖4所示。DSP采用TMS320LF2407A，外擴FLASH采用CY7C1021V33-122芯片，PWM為脈沖輸出，分別由PWMl，PWM2，PWM3，PWM4引出，并經(jīng)過(guò)集成驅動(dòng)隔離送至IGBT，控制其導通與關(guān)閉。Iset為給定電路，Io，Id，Udt分別為負載電流、逆變器的直流輸入電流和電壓，將這3路信號分別送至各自的調理電路，經(jīng)過(guò)調理送入DSP的A/D接口。如遇到外部故障，如過(guò)熱等，向DSP發(fā)出中斷請求，實(shí)施保護。

在此采用TMS320LF2407A來(lái)實(shí)現PS-PWM算法，利用其EV產(chǎn)生PWM控制信號。功率控制程序的作用是通過(guò)將從負載處檢測到的電流值與功率設定量相比較，其差值通過(guò)數字PI控制算法進(jìn)行處理，進(jìn)而得到所需要調整的移相角度θ值，結果返回主程序影響比較單元1(CMPRl)的設定值。PS-PWM功率控制算法如圖5所示。

為了保證超聲電源正常工作，除設計各種故障的硬件保護電路，同時(shí)采用軟件保護。保護由硬件、軟件共同實(shí)現，保證系統可靠運行。軟件保護是通過(guò)對檢測出的信號進(jìn)行濾波采樣后與DSP中斷級別最高的XINT2相連接，當故障發(fā)生時(shí)，進(jìn)入軟件中斷程序，封鎖所有PWM脈沖輸出，實(shí)現保護效果。中斷保護程序流程如圖6所示。

4 仿真及實(shí)驗結果

基于以上理論分析及系統的硬件與軟件設計，用PSpice軟件對移相功率控制超聲電源進(jìn)行仿真。如圖7、圖8所示。

選取的超聲換能器型號是DH-6160F-15S-3，其諧振頻率為25 kHz，諧振阻抗為15Ω，靜態(tài)電容為27000 pF，通過(guò)計算，其匹配電感為O.75 mH。圖7、圖8分別給出移相角分別為φ=0°，φ=45°時(shí)的輸出電壓u和輸出電流i仿真波形。由仿真波形比較分析，當移相角φ逐漸增大，其輸出電壓脈寬逐漸減小，電流幅度逐漸減小，可見(jiàn)調節φ的大小即可以實(shí)現輸出功率的調節。另外，功率管工作在ZVS軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，降低了開(kāi)關(guān)損耗和電壓電流應力，逆變器始終工作在負載諧振狀態(tài)，負載側的功率因數高，控制簡(jiǎn)單，提高電源的可靠性。根據前面的設計，對3 kw/30 kHz的超聲波發(fā)生器進(jìn)行實(shí)驗，下面給出逆變橋的驅動(dòng)波形，PS-PWM控制輸出波形，頻率跟蹤實(shí)驗波形。圖9為θ=60°時(shí)Z1和Z4的驅動(dòng)波形，圖10為θ=60°時(shí)輸出電壓和電流波形;圖11為頻率跟蹤后穩態(tài)的輸出電壓和電流波形。

5 結語(yǔ)

由于傳統開(kāi)關(guān)管觸發(fā)電路是由硬件實(shí)現脈沖移相控制的，其線(xiàn)路復雜，元件易老化，輸出波形易發(fā)生不同程度的失真，使觸發(fā)脈沖對稱(chēng)度受到很大影響。由微處理器構成的控制系統，能在滿(mǎn)足精確性的前提下，實(shí)時(shí)、準確地完成控制任務(wù)，利用軟件實(shí)現移相控制，可以大大改善觸發(fā)脈沖的對稱(chēng)度，提高信號精度。在此采用DSP來(lái)實(shí)現功率的PS-PWM控制，通過(guò)改變移相角來(lái)實(shí)現較寬范圍內的功率調節，且功率開(kāi)關(guān)器件工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使得系統效率極大地提高，更具靈活性，運行更加可靠。