基于DSP控制的數字移相器—變壓變頻器模塊的設計

　　2 三相橋式逆變的設計

　　圖5給出了一個(gè)典型的三相逆變器的結構。其中，Va、Vb、Vc是逆變輸出三相電壓，分別接三相負載，D1～D6為續流二極管。PWMx和PWMx_（x=A、B、C）控制逆變器的6個(gè)電壓功率管，當一個(gè)功率管的上臂導通時(shí)（PWMx=1），同一個(gè)功率的下臂關(guān)斷（PWMx_=0）。

圖5 三相逆變橋

　?、俟β使躀GBT的選取

　　系統要求直流輸入Vdc最大60V，電流最大10A，輸出頻率最高100Hz，IGBT開(kāi)關(guān)頻率最高3.3kHz（載波比N=33）。根據系統要求，本設計選用FairChild公司FGA25N120AND型IGBT，參數為VCES=1200V，IC=20A，trr=235ns。

　?、跓o(wú)感阻容吸收RC的選取

　　RC選取如下：無(wú)感電阻R1～R6= 100Ω/5WΩ，無(wú)感電容C1～C6=1μF/630V。

　?、跮C濾波的設計（無(wú)源濾波）

　　逆變輸出三相電壓Va、Vb、Vc經(jīng)LC濾波后，以得到平滑的正弦波，分別接三相阻性負載（7Ω），負載連接方式為星形連接。LC原則上只允許基波（中心頻率）通過(guò)。

　　本設計要求輸出頻率為50～100Hz，可計算得LC=1.01×10-5～2.53×10-6。

　　圖6中，濾波LC的值由經(jīng)驗值和實(shí)際實(shí)驗中比較確定，權衡最小值和最大值，最終選取LA～LC=0.98mH，CA～CC=2μF/500V±5%。

圖6 LC濾波

　　本設計中，LC濾波為無(wú)源濾波，雖然結構簡(jiǎn)單，成本低，但是有一個(gè)缺點(diǎn)：只能有一個(gè)中心頻率，當輸出頻率改變時(shí)，中心頻率不能跟隨變化，使輸出波形稍有畸變。若采用有源濾波器，滿(mǎn)足不同頻率范圍的輸出，而波形畸變可以減小到最小，但是相應的成本則會(huì )增加。

　　本設計中無(wú)源濾波雖然在不同頻率時(shí)使波形有些畸變，但是可以滿(mǎn)足系統輸出的要求。

　　系統控制模塊的設計

　　1 驅動(dòng)電路的設計

　　在本設計中Buck電路和三相逆變橋的驅動(dòng)開(kāi)關(guān)頻率分別為10kHz，和3.3 kHz（最大），中小功率IGBT，采用此芯片作為驅動(dòng)芯片滿(mǎn)足系統設計的要求。

　?、貰uck電路驅動(dòng)的設計

　　圖7為T(mén)LP250光耦驅動(dòng)電路。圖中,光耦芯片TLP250供電電壓+15V，輸出IO=+1.5A，在中功率電路中可以直接驅動(dòng)IGBT，使用TLP250時(shí)應在管腳8和5間連接一個(gè)0.1μF的陶瓷電容來(lái)穩定高增益線(xiàn)性放大器的工作，提供的旁路作用失效會(huì )損壞開(kāi)關(guān)性能，電容和光耦之間的引線(xiàn)長(cháng)度不應超過(guò)1cm。

圖7 TLP250驅動(dòng)IGBT

　　保護端為過(guò)壓、過(guò)流保護輸出端口，一旦過(guò)壓、過(guò)流，保護模塊將輸出高電平并且保持，禁止TLP250輸出脈沖，直到故障解除后復位。

　　本設計開(kāi)關(guān)頻率為10kHz，三極管BD237/238（NPN/PNP），VCBO=100V，集電極峰值電流Icm=6A（tP5ms）,完全可以達到要求。

　　R3、IGBT的門(mén)極之前，加一小電阻（一般為10～20Ω），用以改善IGBT的開(kāi)關(guān)波形，降低高頻噪聲。DSP的PWM輸出經(jīng)過(guò)上述TLP250光耦電路后的波形輸出見(jiàn)圖8。

圖8 Buck單元PWM經(jīng)過(guò)光耦后的波形輸出(×10)

　　可以看出，推挽后的電容C2為加速開(kāi)通和關(guān)斷作用；與C3并聯(lián)穩壓二極管產(chǎn)生恒定的5.1V反壓，當PWM輸出高電平，IGBT的CE兩端電壓差為8～9V，使IGBT導通；當PWM輸出低電平，IGBT的E極的5.1V反壓可以保證IGBT可靠關(guān)斷。

　?、谌嗄孀儤騍PWM驅動(dòng)的設計

　　TLP250光耦驅動(dòng)能力比較大（Io=±1.5A）可以直接驅動(dòng)中功率IGBT，本文已在上節作了詳細說(shuō)明，在此不再贅述，具體驅動(dòng)電路如圖9所示。

圖9 TLP250光耦直接驅動(dòng)IGBT

　　系統啟動(dòng)后，設置輸出調制正弦波頻率為50Hz（±0.01Hz），死區時(shí)間4.0μs時(shí)的SPWM經(jīng)過(guò)74HC244N緩沖驅動(dòng)后波形如圖10所示，死區時(shí)間如圖11所示，以上橋臂1（PWM1）和下橋臂4（PWM2）為例，上下對稱(chēng)，其中CH1通道觀(guān)測PWM1，CH2通道觀(guān)測PWM2。

圖10 EVA事件管理器輸出的SPWM波經(jīng)過(guò)光耦驅動(dòng)后的SPWM波形

　　由DSP的EVA事件管理器輸出的SPWM波經(jīng)過(guò)光耦驅動(dòng)后的SPWM波形見(jiàn)圖10。

　　IGBT逆變橋上下橋臂波經(jīng)過(guò)光耦驅動(dòng)后死區時(shí)間情況如圖11所示。

圖11 EVA事件管理器輸出的SPWM波經(jīng)過(guò)光耦驅動(dòng)后死區時(shí)間情況

　　2 A/D轉換采樣電路的設計

　　本設計選用Agilent公司的HCNR200/201。線(xiàn)性光耦真正隔離的是電流，要想真正隔離電壓，需要在輸出和輸出處增加運算放大器等輔助電路。

　　如圖12所示，輸入端電壓為Vin，輸出端電壓為Vout，有：VOUT=K3（R2/R1）VIN，其中，K3=1+0.05。一般取R2=R1，達到只隔離，不放大的目的。

　　輸入VIN=0～12V，輸出等于輸入，采用LM324運放集成芯片，電路如圖12所示。

圖12 線(xiàn)性光耦隔離電路

　　由于光耦會(huì )產(chǎn)生一些高頻的噪聲，通常在R2處并聯(lián)電容，構成低通濾波器，取C=10pF，有微小相移，約1.5kHz—0.2°，可以忽略。電阻R1和R2采用精密電阻，以達到最好的線(xiàn)性關(guān)系1:1。

　　采樣電阻分壓后，通過(guò)高精度線(xiàn)性光耦隔離，采樣信號Vout經(jīng)過(guò)一級電壓跟隨器后，輸入ADC，經(jīng)ADC模塊轉換為數字量，進(jìn)行PID運算處理后，輸出給調節量。

　　3 過(guò)流、過(guò)壓保護單元設計

　?、?a class="contentlabel" href="http://dyxdggzs.com/news/listbylabel/label/過(guò)流保護">過(guò)流保護單元設計

　　過(guò)流保護電路如圖13所示。

圖13 過(guò)流保護電路圖

　　過(guò)流保護的整定值可以通過(guò)改變R8來(lái)調節，當IIN—IOUT的電流超過(guò)整定值，電路輸出端送給處理器(DSP)或邏輯控制電路一個(gè)高電平信號（+5V），最終由控制回路調整主回路設置(如斷電)，從而實(shí)現過(guò)流保護。

　?、谶^(guò)壓保護單元設計

　　過(guò)壓保護電路的基本原理和過(guò)流保護基本想同，唯一不同的是過(guò)壓保護電路不需要電流互感器，將LM393第二引腳直接與分壓采樣電阻想連。這里不再贅述。

　　實(shí)驗及結果分析

　　頻率輸出設定為50～100Hz時(shí)的測試結果如表1所示。

　　逆變輸出接三相阻性負載。

　　過(guò)流保護測試：

　　設定輸出門(mén)限直流電流為7.00A。保護電壓電流分別如表2所示。

　　部分實(shí)驗波形見(jiàn)圖14和圖15。

圖14頻率設定為50Hz時(shí)的逆變輸出三相負載線(xiàn)電壓波形

圖15 頻率設定為60Hz時(shí)的逆變輸出三相負載線(xiàn)電壓波形

　?、賹?shí)驗結果表明，頻率輸出略有誤差(+0.01Hz)，但基本滿(mǎn)足要求。輸出頻率的誤差可能是由于DSP在進(jìn)行浮點(diǎn)運算時(shí)，浮點(diǎn)比較沒(méi)有絕對相等，只能無(wú)限逼近。

　?、跓o(wú)源LC濾波只有一個(gè)中心頻率，當輸出頻率改變時(shí)，中心頻率不能跟隨變化，使輸出波形稍有畸變。

　?、墼谶M(jìn)行輸出頻率(60Hz)或者直流電壓設定后運行時(shí)，可以看到，輸出頻率或者輸出直流電壓逐漸上升達到設定值，以減小啟動(dòng)時(shí)的沖擊電流；當系統停止時(shí)，輸出頻率或者輸出直流電壓逐漸下降為0。

　　實(shí)驗證明，設計方案可行，系統性能和各項指標基本滿(mǎn)足設計要求。