便攜式設備的關(guān)鍵電源電路設計

圖1：(a) 同步降壓轉換器拓撲結構圖；(b) 負載瞬態(tài)過(guò)程中的負載電流和電感電流

　　首先是要設計降壓轉換器工作在非同步模式，這樣就避免了因盡量減少與回路電流有關(guān)的傳導損耗而導致的負電感電流。此外，脈寬頻率調制或脈沖跳躍(pulse skip)模式通常用于最小化柵極驅動(dòng)和開(kāi)關(guān)損耗。諸如TI開(kāi)發(fā)的節電模式等專(zhuān)用技術(shù)通過(guò)關(guān)閉部分控制電路來(lái)降低開(kāi)關(guān)損耗，并使PWM控制器的靜態(tài)電流最小。在150μA的負載條件下，可以實(shí)現低至18μA的靜態(tài)電流和超過(guò)70%的效率。

　　然而，對從輕負載到高負載的負載瞬態(tài)而言，這種降壓轉換器帶來(lái)了另一個(gè)挑戰，即它需要一個(gè)延遲時(shí)間來(lái)喚醒PWM控制器并使其進(jìn)入工作狀態(tài)。在此延遲時(shí)間內，輸出電容必須為負載供電，這將引入一個(gè)與固定頻率PWM轉換器有關(guān)的額外電壓降。如何克服節電模式帶來(lái)的這一負面影響呢？微處理器的電壓規范允許具有±5%的總容差，其中包括穩定狀態(tài)誤差和負載瞬態(tài)?？梢詫⑤p負載時(shí)的輸出電壓提高1%左右，以補償由于控制電路喚醒延遲引起的額外壓降。

　　事實(shí)上，對移動(dòng)處理器而言，提高輕負載時(shí)的輸出電壓是一貫的做法，這一做法被稱(chēng)為負載線(xiàn)調節。這種技術(shù)增大了瞬態(tài)電壓的擺幅，因此它允許對額外電壓降進(jìn)行補償或使用更小的輸出電容。此外，控制環(huán)路設計和電感設計對電壓瞬態(tài)響應的影響非常大。那么，如何選擇正確的電感和設計控制環(huán)路帶寬來(lái)實(shí)現快速的瞬態(tài)響應，并在保持高效率的同時(shí)滿(mǎn)足電壓瞬態(tài)要求呢？

　　對從小于1mA負載到滿(mǎn)負載的階躍負載瞬態(tài)而言，電壓瞬態(tài)響應通常應在±3%以?xún)?。當階躍負載被施加到系統和輸出電容時(shí)，該電壓瞬態(tài)與等效串聯(lián)電阻(ESR)和轉換延遲密切相關(guān)。通常情況下會(huì )采用小型ESR陶瓷電容，因此，通過(guò)優(yōu)化環(huán)路設計和電感值來(lái)最小化輸出電容器兩端的電壓瞬態(tài)最具挑戰性。輸出電容器需要在瞬態(tài)響應期間提供負載電流。微處理器所需電流的斜率比降壓轉換器電感電流的斜率大得多。負載電流和電感電流之間的差決定了需要由輸出電容提供的電荷數量，如圖1(b)所示。如果可以減少該非平衡電荷，則能降低瞬態(tài)電壓，減小輸出電容。電感電流的斜率越大，瞬態(tài)響應就越快，壓降也就越低，因此瞬態(tài)響應取決于電感電流跟隨負載電流的方式。電感電流上升時(shí)間與此處描述的控制環(huán)路帶寬密切相關(guān)。

　　其中，fC為閉環(huán)環(huán)路帶寬。另一方面，反饋控制環(huán)路在輕負載到高負載轉換期間使占空比加大，在電感兩端出現凈電壓增加，這會(huì )引起電感電流增加。平均電感電流的上升時(shí)間由下式得出：

　　其中L、VIN以及ΔD分別為電感、輸入電壓和占空比增加值。在給定帶寬下提供同樣快速的瞬態(tài)響應的最大電感被稱(chēng)為臨界電感。該臨界電感為經(jīng)過(guò)優(yōu)化的電感，可為實(shí)現最高效率提供盡可能高的帶寬和最小電感電流紋波。通過(guò)以上兩個(gè)方程式能得到在給定環(huán)路帶寬條件下實(shí)現最快瞬態(tài)響應的臨界電感。

　　其中，ΔDMAX為負載瞬態(tài)期間最大的占空比增加值。由此可見(jiàn)，采用小型電感也可以獲得高環(huán)路帶寬，從而實(shí)現快速的負載瞬態(tài)響應以滿(mǎn)足瞬態(tài)電壓要求。圖2給出了小型電感和大型電感的輸出電壓瞬態(tài)響應曲線(xiàn)，它表明電感越小，負載瞬態(tài)響應越快。